Seltsamer Spannungseinbruch beim Abschalten von MOSFET

[Sascha]

Ich bau grade an einem KFZ-Audioverstärker der auf einem Motorboot eingesetzt werden wird. Er ist fertig und läuft, jetzt gehts ums tweaken. Die Snubber C5/R6 und C6/R7 habe ich experimentell bestimmt und funktionieren gut. Ohne sie hätte man das klassische Klingeln (etwa 30MHz) auf der steigenden Flanke der Drainspannung.

Hier erstmal der Schaltplan:

und der des PWM-Moduls:

Zwischen den Gates und den Treibern auf der PWM-Platine befinden sich 22R-Gatewiderstände.
Die Schaltung läuft soweit, nur gibt es eine seltsame Spannungsspitze, wenn ein Mosfet abschaltet. Ohne Last am Ausgang ist alles Paletti:
(Oben 10V/div, unten 5V/div, 200ns/div)

Gut zu sehen ist der Höcker bei etwa 4V Ugs, was dem Datenblatt des IRFZ44 entspricht. Hier wird die Millerkapazität entladen, bevor die Gatespannung weiter sinken kann.

Wenn man den Ausgang mit 500mA belastet sieht das dann so aus:

Rechts oben sieht man folgendes: Sobald die Gatespannung auf etwa 4V Ugs fällt (o.g. Höcker) fängt die Drainspannung an zu steigen, so wie es sein soll. Dann fällt sie aber rapide wieder auf 0V und die Gatespannung fällt ebenfalls auf 0V. Dann steigt die Drainspannung etwas wackelig auf etwa 25V. Dabei klingelt auch die Gatespannung etwas nach oben und erreicht vermutlich auch die Gate-Thresholdspannung von ~3V, sodass wohl auch etwas Drainstrom fliesst. Den plötzlichen Abfall der Drainspannung von Q1 sieht man umgekehrt als positiven Spike beim Drain von Q2.
Die Höhe dieses Impulses vor dem eigentlichen Anstieg der Drainspannung steigt mit der Belastung am Ausgang und kann auch über die 25V steigen. Wenn ich mich richtig erinnere wird dabei auch der Höcker in der Gatespannung länger.
Ich vermutete zuerst, dass die Gatewiderstände zu hochohmig sind und dass die Millerkapazität reinpfuscht. Habe sie daraufhin auf 10R verkleinert. Das hatte die Wirkung, dass der Höcker kürzer wurde (Millerkapazität wird schneller umgeladen), dafür wird der Impuls am Drain aber größer!

Mein Problem ist folgendes: Woher kommt dieser plötzliche Abfall der Drainspannung? Die steigende Flanke dieses Impulses korrespondiert mit dem Miller-Knick auf der Gatespannung und entspricht damit der Theorie. Die Gatespannung fällt nach dem Miller-Knick ja weiter, und sobald sie unter etwa 3V fällt fliesst kein Drainstrom mehr. EIne normale Induktivität würde das ja mit einer Spannungsspitze nach oben quittieren, doch hier fällt sie nach unten Bei Q2 gibt es das gleiche Problem. Köntte es daran liegen, dass ich die Snubber nach Vcc statt nach GND geschaltet habe? Oder sind die Gatetreiber zu schwach?

[Bastelbruder]

Häng' mal spaßhalber den zweiten Kanal vom Drain an das Source-Bein von Q1. Die Spannungsverläufe zeigen leider nicht den Strom der an der parasitären Induktivität in der Sourceleitung beim Abschalten einen negativen Spike produziert. Strom ist ja offensichtlich der Auslöser.
Vielleicht ist auch aus dem Layout noch was zu erkennen?

[inse]

...wo liegen wir denn da zeitlich (Schaltflanke und PWM-Frequenz)?

[Jannyboy]

Hast du schon gecheckt das nicht die Treibertransen in Sättigung gegen?

[Nicki]

...und genau aus diesem Grund gönne ich Gegentakttreibern IMMER einen RC-Tiefpass.
So wird das Gate schnell vollgeladen, ohne die Versorgungsspannung allzusehr zu belasten.

[frickler74do]

Warum nicht einfach einen ICL7667?
Habe damit bei Frequenzen bis 75kHz (höher habe ich noch nicht ausprobiert) immer sehr gute Ergebnisse erzielt.
Als Fet's hätte ich die IRF3205 genommen, alleine wegen dem D-S Widerstand.

[Sascha]

DIe Zeitbasis ist auf 200ns/div eingestellt. Zu sehen sind natürlich nur die Flanken, die Gates sind für jeweils 10µs an bzw aus.
Wenn ich direkt am Sourcebein oszilloskopiere, sieht man eine glatte Linie, nur das kleine Klingeln aus dem folgenden Screenshot in der 6. Kästchenspalte ist zu sehen mit etwa 1-1,5V Spitzenspannung.

Die Schaltsignale direkt an den Treibertransistoren sehen eigentlich gut aus:
(5V/div, 200ns/div, Oben an den Basen der Treibertransistoren, unten am Gate)


(5V/div, 200ns/div, Oben an den Emittern der Treibertransistoren, unten am Gate)


Wenn ich den Gatewiderstand überbrücke sieht das so aus:
(Oben 10V/div, unten 5V/div, 200ns/div)

Das Gate ist nach knapp 100ns komplett entladen, der Spike wird größer und schmäler, die Drainspannung braucht aber doppelt so lange um auf 25V zu klettern.

Layouts hier:



In Echt sieht das dann so aus:


Gatetreiber: Die IRFZ44 sind stark genug und haben wenig Gatecharge, da sollte ein einfacher Transistortreiber gut damit klarkommen. Der IRF3205 hat mehr als doppelt so viel Gatecharge. Ich hab aber noch IR2104S hier, die man als Lowside-Only missbrauchen könnte.

[frickler74do]

Mal einen kleineren Gatewiderstand probiert? Überbrücken (ohne) ist nicht gut, macht meist mehr Probleme als es behebt.
Ich nehme bei den 3205ern immer 4,7-10R, 22R erscheint mir recht groß.
Das verhalten bei verschiedenen Gatewiderständen hat sich mir immer noch nicht vollständig erschlossen...
Man erlebt da die tollsten Sachen...

[Sascha]

Hab ich oben schon geschrieben:

Ich vermutete zuerst, dass die Gatewiderstände zu hochohmig sind und dass die Millerkapazität reinpfuscht. Habe sie daraufhin auf 10R verkleinert. Das hatte die Wirkung, dass der Höcker kürzer wurde (Millerkapazität wird schneller umgeladen), dafür wird der Impuls am Drain aber größer!

Je weniger Gatewiderstand desto schneller ist das Gate entladen (klar), desto größer wird aber auch dieser seltsame Spike.

[xoexlepox]

Je weniger Gatewiderstand desto schneller ist das Gate entladen (klar), desto größer wird aber auch dieser seltsame Spike.

Besteht die Möglichkeit, daß du dir die Induktion des Entladestroms mit der Masseleitung des Tastkopfes "einfängst"?

[flogerass]

Wie schnell sind denn deine Dioden auf der Sekundärseite. Die führen gerne zu solchen Phänomenen.

[shaun]

Schnell genug, aber evtl nicht weich genug. Die Frage nach der Ursache ist ja vermutlich auch eher die Frage, ob's denn schadet.

[flogerass]

Oder so.
Ein paar Nanofaräder auf der Sekundeärseite nach den Dioden würden auch nicht schaden.

Edit: Und Primärseitig auch nicht! Die Elkos haben eventuel Probleme mit den steilen Flanken.

[Sascha]

Besteht die Möglichkeit, daß du dir die Induktion des Entladestroms mit der Masseleitung des Tastkopfes "einfängst"?

Gehe ich nicht von aus, habe die Signale auch mit dem Spezial-Massenippel gemessen, kein Unterschied:

Wie schnell sind denn deine Dioden auf der Sekundärseite. Die führen gerne zu solchen Phänomenen

Wie im Schaltplan ersichtlich, sind es MUR820.

Ein paar Nanofaräder auf der Sekundeärseite nach den Dioden würden auch nicht schaden. Edit: Und Primärseitig auch nicht! Die Elkos haben eventuel Probleme mit den steilen Flanken.

Die Elkos sind allesamt Panasonic FR Low-ESR-Elkos von Reichelt. ein paar 100n könnt ich aber einlöten, wo hättest du sie denn gerne?

Könnts auch daran liegen, dass der TL494 nicht ganz 50% Tastverhältnis ausgibt? Also nicht im Sinne von ein FET ist länger an als der andere, sondern sie sind nicht so lange an wie sie sein könnten.
(5V/div, 1µs/div, Gatesignale von Q1 und Q2)

So liegt das Tastverhältnis nur bei etwa 40%, was auch die Ausgangsspannung ziemlich weich macht. Ich hab hier noch ein paar SG3525A, vielleicht sind die in der Hinsicht besser, eingebaute Treiber haben die auch.

[flogerass]

Ein paar Nanofaräder auf der Sekundeärseite nach den Dioden würden auch nicht schaden. Edit: Und Primärseitig auch nicht! Die Elkos haben eventuel Probleme mit den steilen Flanken.

Die Elkos sind allesamt Panasonic FR Low-ESR-Elkos von Reichelt. ein paar 100n könnt ich aber einlöten, wo hättest du sie denn gerne?

So dass die vom Strom aufgespannte Fläche möglichs klein wird. Also möglichst direkt zwischen Source und Mittelanzapfung.
Eventuell sind die vier Windungen aber auch etwas knapp, so dass der Kern irgendwelche Schweinereien verursacht.

[Bastelbruder]

Das Gate ist nach knapp 100ns komplett entladen, der Spike wird größer und schmäler, die Drainspannung braucht aber doppelt so lange um auf 25V zu klettern.

Dem Spannungsanstieg sollte eigentlich garnicht so viel Beachtung geschenkt werden, aus EMV-Gesichtspunkten sollte der überhaupt so langsam wie nur möglich geschehen, es ist doch genügend Zeit bis der andere FET eingeschaltet wird.
Für den Spike ist allein die Streuinduktivität und die darin unerwünscht gespeicherte Energie verantwortlich, die Sekundärseite des Trafos wird zu der Zeit von den Dioden quasi kurzgeschlossen oder besser gesagt: auf dem bisherigen Potenzial festgehalten. Die nach unten fehlende zweite Hälfte des Spikes wird durch die kurzzeitig aktive Bodydiode im FET kurzgeschlossen und mit dem jetzt (immernoch aus der Streuinduktivität stammenden) umgepolten Strom werden die Dioden vollends ausgeräumt.
Erst jetzt kommt der durch Primärinduktivität in Verbindung mit den Parallelkapazitäten in Snubber, C_DG(Miller) und C_DS (und den transformierten Diodenkapazitäten) bestehende Schwingkreis zur Geltung, der mit der in L und Cs gespeicherten Energie auszuschwingen versucht. Eigentlich sollte die Spannung sich auf 12V einpendeln...

Der Primär-Snubber sollte mit der bekannten Methode (f-Halbe, R=XC@f, ich meine so ist's richtig) ausschließlich auf die Resonanzfrequenz des Spikes optimiert werden, vielleicht hilft auch eine zusätzliche (Angst-Zener)Diode (im FET ist schon eine recht brauchbare drin) oder doch ein nicht ganz so hastiges Abwürgen des Stroms. Die unabhängig aller nicht ursächlichen Gegenmaßnahmen bestehende, konstante (vom Sekundärstrom verursachte) Energie aus der Streuinduktivität muß irgendwo verbraten werden, vielleicht doch besser im FET.

Ich denke es macht Sinn, über die Anschaffung oder den Bau einer Magnetfeldsonde nachzudenken. In irgendeiner Appnote war da mal was zu finden, später...

[TDI]

Oder so.
Ein paar Nanofaräder auf der Sekundeärseite nach den Dioden würden auch nicht schaden.

Edit: Und Primärseitig auch nicht! Die Elkos haben eventuel Probleme mit den steilen Flanken.

In solchen Schaltungen sieht man häufig Ferritperlen auf den Halbleiteranschlüssen. Möglicherweise hat man dort ähnliche Probleme gehabt und so in den Griff bekommen bzw. ausreichend abgemildert?

[Sascha]

Für den Spike ist allein die Streuinduktivität und die darin unerwünscht gespeicherte Energie verantwortlich, die Sekundärseite des Trafos wird zu der Zeit von den Dioden quasi kurzgeschlossen oder besser gesagt: auf dem bisherigen Potenzial festgehalten. Die nach unten fehlende zweite Hälfte des Spikes wird durch die kurzzeitig aktive Bodydiode im FET kurzgeschlossen und mit dem jetzt (immernoch aus der Streuinduktivität stammenden) umgepolten Strom werden die Dioden vollends ausgeräumt.

Hört sich sehr schlüssig an. Also sollte ich noch einen Snubber, der auf diese Halbwelle ausgelegt ist dazuschalten?

Eigentlich sollte die Spannung sich auf 12V einpendeln...

Dachte ich auch, solange beide Transistoren abgeschaltet sind.

Der Primär-Snubber sollte mit der bekannten Methode (f-Halbe, R=XC@f, ich meine so ist's richtig)ausschließlich auf die Resonanzfrequenz des Spikes optimiert werden

Ich hab hier diese Appnote zur Snubberdimensionierung, und auf Seite 2-4 steht:

Assume that the primary of a forward converter transformer has an unclamped leakage inductance of 2 µH and the power mosfet has an output capacitance of 330 pF. One ampere flowing in the switch at turn off will produce a voltage spike of 78 volts above Vcc if there is no damping in the circuit. The ringing frequency will be 6.2 MHz. The characteristic impedance of the LC tank is 78 ohms. If a 1000pF capacitor is added in parallel with the switch the ringing frequency will decrease to 3.1 MHz. If 78 ohms are added in series with the new capacitor the ringing will disappear

Das Klingeln betrug bei mir 30MHz. Der IRFZ44 hat 360pF Output capacitance, also habe ich mal testweise 1nF parallel gehalten, die Klingelfrequenz hat sich auf 15MHz verkleinert. Eine Induktivität von 78nH schwingt mit den 360pF bei 30MHz, die Impedanz dieses Schwingkreises beträgt nach sqrt(L/C) knapp 15R, also hab ich die zusammen mit den 1nF reingelötet.

Ich denke es macht Sinn, über die Anschaffung oder den Bau einer Magnetfeldsonde nachzudenken. In irgendeiner Appnote war da mal was zu finden, später...

Ich glaube du meinst eine von Bob Pease, war soweit ich mich erinnere eine über Snubber bzw. Diode Recovery oder so.

In solchen Schaltungen sieht man häufig Ferritperlen auf den Halbleiteranschlüssen. Möglicherweise hat man dort ähnliche Probleme gehabt und so in den Griff bekommen bzw. ausreichend abgemildert?

Die sind ja eher gegen das ganz schnelle Klingeln, was man zb. hier nach den fallenden Flanken sieht:

Gibts bei Reichelt, sollt ich mir mal ne Tüte von kaufen.

[frickler74do]

Mir ist grade aufgefallen, das nach deinem Gleichrichter keine Speicherdrossel sitzt und du die Mittelanzapfung als 0 nutzt.
Dieser Aufbau hat bei mir nicht funktioniert. Quittiert wurde mir das mir > 3A Leerlaufstrom.
Erst nach der Brückengleichrichtung jeder der 2 Spannungen mit Speicherdrossel und anschließender Verschaltung zur Dualspannung ging die Leerlauf - Stromaufnahme in erträgliche Bereiche zurück. (< 0,4A)
Als Gleichrichter hatte ich BYQ28E benutzt. Die Schaltfrequenz war damals, wimre ~50kHz.
Das Netzteil werkelte in einer alten Telefunken - Endstufe (STM1). Gemodded als 12V - Party - Amp.
Hat 2 Jahre gehalten, dann verliehen (Gabba - Wald - Party)...
Ein Endstufen - Fet war nicht 100% fest am Kühler ---> Feuerwerk Eine Sicherung hätte sicher das schlimmste verhindert.
Leider hatte ich beim Netzteilbau keine passende da. Man lernt nie aus...
So hat die Zuleitung zum Amp (4mm²) die Sicherungsfunktion übernommen.

[Sascha]

Man kann die Siebdrosseln weglassen, wenn man ohne Regelung und nahe 100% DC fährt. Der Trafo liefert praktisch ständig Spannung. Kommerzielle Autoendstufen machen das genauso, einfach stumpf Vollgas geben, Ausgangsspannung bestimmt das Windungsverhältnis und die Spannung der Autobatterie (die im Normalfall recht stabil und hart ist). Leerlaufstrom liegt bei etwa 300mA. Die FETs werden auch bei Last dank des Kühlbügels nicht unanfassbar heiß, im fertigen Gerät sind diese auch noch an den großen Hauptkühlkörper geschraubt.

Hab grade mal einen Testaufbau mit dem SG3525A zusammengesteckt, sieht vieeel besser aus hinsichtlich Tastgrad:

Grade mal 300ns Totzeit zwischen den beiden Ausgängen. Kein Vergleich zu den ~1,5µs beim TL494.

[8051fan]

So wie ich die Bilder sehe, würde ich den Verdacht von xoexlepox unterstützen, dass Du Dir in der Meßtechnik was einfängst.
Wenn Du zwischen der Messung mit Masse-Kabelschleife oder Massenippel keinen Unterschied siehst, ist da was faul.
Bei Messungen am Gate von schaltenden Leistungshalbleitern sehe ich immer einen Unterschied in Abhängigkeit der Tastkopf-Masse.
Den GND zwischen Messobjekt und Tastkopf Immer so kurz wie möglich halten.

Manchmal fließen aber auch Impulsströme über den Tastkopfschirm, die besonders bei billigen Tastköpfen Fehlmessungen verursachen.
Da helfen schonmal die folgenden Massnahmen:

- Eine dicke (>1.5mm2) direkte Leitung zwischen Masse vom Messobjekt und Oszi-GND/Oszi-Gehäuse
- oder die Tastkopfleitung durch einen Ferritkern schleifen. Das klappt aber nur, wenn der Tastkopf die einzige Verbindung zwischen
Messobjekt und Oszi ist. Da darf kein weiterer Tastkopf und auch keine Schleife über PE im Messkreis sein. Nur dann wird das Messignal
durch den Ferrit nicht verfälscht. Bei mehreren Tastköpfen, die gemeinsam durch einen Ferrit führen.
- Netzleitung vom Oszi mit EMV-Ferriten gegen HF verdrosseln. Separate Ferrite auf die PE-Ader vom Oszi. So bleibt die PE-Schutzfunktion erhalten,
aber HF-Ströme werden geblockt.
- Oft wird bei solchen Messungen das Oszi über einen Trenntrafo betrieben. Das ist für mich keine Option, ich hänge zu sehr am Leben.

[Bastelbruder]

Also hatte ich die Snubber-Dimensionierung noch richtig im Kopf...
Bloß wenn ich mir das nochmal anschaue, der RC-Snubber ist an der Stelle nahezu wirkungslos. Er ist an Stellen geeignet, wo einem (meist Dioden-abschalt-)Impuls ein laaanger Ausschwingvorgang folgt. Der wird auf maximal Q2 bedämpft und hat demzufolge bei jeder nachfolgenden Schwingung höchstens noch die halbe Amplitude. Zumindest gegen den Spike hilft das nicht, eher gegen die Schwingungen auf der nachfolgenden Flanke. Die sollten aber auf der Diodenseite besser zu bekämpfen sein, schließlich wird dort der Strom unterbrochen.
Und dann ist die Schwingkreisschaltung (dort wo der Impulsstrom rennt) eher nicht massebezogen sondern eine Hintereinanderschaltung der beiden FET-Kapazitäten mit der gesamten Primärspule, deren Mitte nicht auf HF-Masse liegt sondern mit gefühlten 50nH den großen Bogen durch C16? an die Source-Anschlüsse geht. Vielleicht könnte ein 100µF-Standard-Elko vom Trafo-Mittelpin zu der Source-Schiene eine sichtbare Dämpfung bewirken.

Achja, ein paar Ferritklötze auf der Tastkopfleitung könnten manchmal dicke Einströmungen in der Masseleitung dämpfen. Hier scheint das aber nicht der Fall.

[Sascha]

Er ist an Stellen geeignet, wo einem (meist Dioden-abschalt-)Impuls ein laaanger Ausschwingvorgang folgt

Das war auch der Fall, an der endgültigen steigenden Flanke nach 25V hatte ich bestimmt 15 Perioden der 30MHz-Schwingung.

Vielleicht könnte ein 100µF-Standard-Elko vom Trafo-Mittelpin zu der Source-Schiene eine sichtbare Dämpfung bewirken.

Sollte das nicht eher ein Kondensator mit möglichst wenig ESR und viel Strombelastbarkeit sein, wie zb. ein hochkapazitiver SMD-Kerko? Grade wenn da große und hochfrequente Ströme fliessen?

[Bastelbruder]

Nein, ein gewöhnlicher Elko (mit integriertem Dämpfungswiderstand.) Der hat gegenüber der diskreten Methode den Vorteil daß er weniger störende Induktivität beinhaltet und das damit ersetzte RC-Glied eher die Parallelschaltung vieler unterschiedlicher RC-Glieder ist.
Überlastung ist auch kein Problem, der ESR wird nur in der kurzen Zeit der Flanken mit Wärme versorgt. Der wirklich wärmende Strom fließt durch C16 und Co.
Der Elko soll nur die Streuinduktivität des Leiterbahnbogens in Reihe zu C16 bedämpfen.