Class-D Verstärker

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Class-D Verstärker mit diskreten Bauteilen

Abstrakt

Es gibt fertige Class-D ICs zu kaufen, allerdings weder bei Reichelt noch bei Conrad. Und wenn, dann stecken sie in für Bastler schwer handhabbaren Gehäusen wie TQFP, MLF oder gar BGA. Also selber bauen. Dabei gibt es zwei Ansätze, selbstschwingend oder mit einem Dreiecksgenerator und Komparator. Selbstschwingende Topologien habe ich nicht durchschaut, deshalb der „klassische“ Ansatz.


Internet

Das war die erste Schaltung die ich gefunden habe. Diese hat aber mehrere Probleme:

  • Es ist eine Halbbrücke, welche folgende Nachteile hat:
    • Braucht eine symmetrische Versorgungsspannung
    • Da die Ausgangsstufe eines Class-D Verstärkers nichts anderes als ein Buck-Regler mit Synchrongleichrichter ist, kann dieser auch Energie von seinem Ausgang zu seinem Eingang schaufeln. Wenn das Netzteil keine Energierückspeisung verträgt, kann es kaputt gehen oder zumindest seine Ausgangsspannung erhöhen, da die Elkos von der im Lautsprecher und Ausgangsdrossel gespeicherten Energie aufgeladen werden. Dieser Effekt wird umso stärker, je niederohmiger die Last ist. Vollbrücken zeigen diesen Effekt nicht, da die von der einen Halbbrücke erzeugte Energie gleichzeitig in der anderen Halbbrücke verbraucht wird.
    • Der TL494 schafft nur etwa 100-150kHz Taktfrequenz
    • Der Dutycycle ist begrenzt, d.h. es kann nicht die maximal mögliche Ausgangsleistung genutzt werden.

Die gezeigte Schaltung lässt sich zwar auf Vollbrücke umbauen, die anderen Nachteile bleiben aber. Ein anderer oft verwendeter PWM-Controller ist der SG3525A. Dieser lässt sich höher takten, aber auch hier ist das DC begrenzt.


Mein Ansatz / Anforderungen an Bauelemente

Modulator

Da also fertige PWM-Controller nicht taugen, muss man ihre Funktion mit diskreten Bauteilen nachbilden, die da wären:

  • Fehlerverstärker
  • Dreieck- oder Sägezahngenerator
  • PWM-Komparator


Da die gesamte Schaltung auf Masse bezogen sein sollte, kommen noch ein paar Rahmenbedinungen dazu:


  • Der Fehlerverstärker sollte eine Common-Mode-Range bis Masse haben
  • Der Dreieck/Sägezahn sollte nicht ganz nach Masse bzw VCC gehen, da der Komparator im Zweifel eine zu kleine Common-Mode-Range hat. Zudem sollte es möglich sein, den Komparator vollständig High bzw. Low ausgeben zu lassen, damit man die volle Ausgangsleistung nutzen kann.


Der Fehlerverstärker war recht schnell gefunden, ein CA3140A. Einzel-OP, Singlesupply, CMR bis Masse, genügend Bandbreite, die sich zudem auch noch extern begrenzen lässt.


Der Komparator muss schnell sein, daher kommt ein LM393 nicht in Frage. Ein LM311 ist geeignet, aber dessen CMR reicht nich ganz bis an seine Versorgung heran. Ist aber kein Problem.

Dreieck/Sägezahn war schwer, da es auch halbwegs klein und schnell sein soll. Ein NE555 schafft bis zu 500 kHz, macht aber keinen Dreieck sondern krumme RC-Kurven. Das ist schlecht, denn das erzeugt Verzerrungen, da die Pulsbreite des Komparators dann nicht mehr linear von der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers/Integrators abhängt. Im Datenblatt des NE555 ist eine Beispielschaltung gezeigt, die einen Sägezahn mit linearer Flanke erzeugt. Hat aber das Problem, dass der Sägezahn bis nach Masse geht und auch kurz dort verweilt, also wieder den maximalen DC begrenzt. Nach einigem Suchen bin ich dann auf eine trickreiche Schaltung gestossen. Sie benutzt je eine Stromquelle um den Kondensator zu laden und zu entladen. Der Ausgang des NE555 schliesst je eine Stromquelle kurz, sodass sich der übliche astabile Betrieb einstellt, nur eben mit absolut glatten Dreieckflanken.

Leistungsstufe

Wie vorher schon erläutert, soll eine Vollbrücke verwendet werden. Dadurch werden zwar die Kosten pro Verstärkerkanal nahezu verdoppelt, hat aber die Vorteile dass keine symmetrische Versorgungsspannung nötig ist und keine Energierückspeisung stattfindet.

Die Leistungsstufe besteht aus folgenden Bauteilen:

  • Gatetreiber
  • MOSFETs
  • LC-Ausgangsfilter

Gatetreiber

An den Gatetreiber werden folgende Anforderungen gestellt:

  • Halbbrückentreiber, sollte also je einen N-Kanal-FET als Highside- und Lowsideschalter treiben können.
  • Getrennte Steuereingänge für Highside und Lowside, keine interne Deadtime
  • Natürlich schnell und viel Treiberstrom

Diese Anforderungen erfüllt der IR2110, ist aber etwas groß. Bei Reichelt gibt es den IR2011S, welcher explizit für Class-D Verstärker gedacht ist und ausreichend Treiberstrom bereitstellt.

MOSFETs

Die MOSFETs müssen folgende Eigenschaften haben:

  • Wenig Gatecharge < =20nC
  • Schnelle Schaltzeiten
  • Ausreichend niederohmig um bei maximaler Ausgangsleistung nicht zu überhitzen
  • Ausreichend UDSmax um die für die gewünschte Ausgangsleistung nötige Versorgungsspannung verkraften zu können.

Ich habe IPD06N03LA verbaut, die ich von kaputten Motherboards geerntet habe. Diese halten allerdings nur 25V aus, Versorgungsspannung lag also bei etwa 20V. Reichelt hat den IRF7413Zim SO8-Gehäuse im Angebot, welcher 30VDSmax hat. Betriebsspannung sollte daher bis etwa 25V gehen, was bei 4R Last für etwa 70W gut ist. Der IRF7413Z taugt nix, ist beim kleinsten Fehler gestorben. Wer noch mehr will, sollte sich den IRFB4227 und seine Kollegen bei Reichelt ansehen. Der IRFI4212H-117 ist super, schaltet sauschnell und klingt gut.

Ausgangsfilter

Das Ausgangsfilter besteht aus zwei Drosselspulen und drei Kondensatoren. Es glättet die HF-PWM der beiden Halbbrücken und macht daraus eine NF-Spannung für den Lautsprecher. Folgende Eigenschaften sind nötig:

  • Wenig Verluste, ohmsch als auch magnetische/dielektrische
  • Wenig Dämpfung im Durchlassbereich, viel Dämpfung für die PWM-Trägerfrequzenz
  • Muss an die Impendanz des Lautsprechers angepasst werden.

Um die Verluste kleinzuhalten, sollte man für die Spule entweder Ferritkerne mit Luftspalt oder Eisenpulverringkerne mit verteiltem Luftspalt nutzen. Bei ersteren hat Reichelt nicht genug Auswahl für die benötigten Stromstärken (+ Reserve). Eisenpulverringkerne gibt es aber in fast allen Farben und Größen. Für meinen Verstärker habe ich Grün-Rote T80-18 Ringkerne genommen. Die allseits bekannten Gelb-Weißen Kerne gehen zwar zur Not auch, werden aber unangenehm heiß. Für größere Leistungen kann man sich T106-2 Kerne ansehen.

Kondensatoren sollten Folie sein, Keramik verzerrt wegen krummer Kennlinien. Ich habe MKS-2 von Wima genommen.

Die Dämpfung für die Trägerfrequenz hängt von deren Höhe, der Ordnung des Filters und dessen Grenzfrequenz ab. Ich verwende ein Filter 2. Ordnung, also ein einfaches LC-Glied, was meist ausreichend ist. Grenzfrequenz liegt normalerweise bei etwa 20kHz, also Audiobandbreite. Für einen Subwoofer kann man die Grenzfrequenz auch niedriger ansetzen.

Das Ausgangsfilter muss an die Impendanz des Lautsprechers angepasst werden, sonst fällt die Ausgangsspannung bei hohen Frequenzen zu früh ab. Die Formeln für die Berechnung von L und C für einen Vollbrückenverstärker sind:

Ausgangsfilter.jpg

L1 = L2 = (0.113 * RL) / fC

CTOT = 0.225 / (RL * fC)

CTOT = CS1 + CS2 + (2 * CD1)

(Bild und Formeln sind von dieser PDF, Seite 5f.)

RL ist die Impendanz des Lautsprechers (also zb. 4R oder 8R), fC ist die Grenzfrequenz, also zb. 20kHz für einen Vollverstärker. So ergeben sich die Werte für Spulen und Kondensatoren für einen 4R Lautsprecher und 20kHz Grenzfrequenz zu 23µH und insgesamt 2,8µF, also je 680nF pro Kondensator. Die benötigte Anzahl Windungen um die errechnete Induktivität zu errreichen hängt vom Kernmaterial und der Größe des Kerns ab. Nützliches Tool dafür ist der Mini-Ringkernrechner. Mit dem T80-18 Ringkern und 23µH Induktivität werden 27 Windungen ausgegeben. Man sollte keinen einzelnen dicken Kupferlackdraht nehmen, sondern zb. 0,4mm und drei oder vier Drähte miteinander verdrillen. Das wirkt dem Skineffekt entgegen und lässt sich wesentlich einfacher und schöner wickeln.

Das Verdrillen geht recht einfach: 3 oder 4 Stücke entsprechender Länge an einem Ende per Hand 1-2cm verdrillen und verzinnen/zusammenlöten. Dieses Ende zb. an das mittlere Bein eines TO220 oder an eine Ringöse löten und an einen Nagel hängen. Dann alle Drähte in die Hand nehmen, leicht spannen und auf geiche Länge trimmen. Dieses Ende ebenfalls von Hand 1-2cm verdrillen und in einen Akkuschrauber einspannen. Diesen mit wenig UPM und ständigem Zug auf dem Drahtbündel sein Werk verrichten lassen, bis sich eine schöne Verdrillung einstellt. Unschöne Enden ggf. abzwicken und neu verzinnen.

Die Schaltung

Schaltplan26 2..png

Fixme.gif Die Schaltung lässt sich in zwei Teile aufteilen, den Modulator links und den Leistungsteil rechts. Der Verstärker sollte in der Form nur an einer stabilisierten Spannungsquelle (zB. Notebooknetzteil) betrieben werden. Er hat zwar eine gute PSRR, aber da das Eingangssignal in den Rückkopplungspfad eingekoppelt wird, fängt man sich doch wieder den Brumm von der Versorgung ein. Bessere Lösung ist den CA3140 durch einen TLC272 zu ersetzen. Eine Hälfte wird als Differenzverstärker beschaltet, die andere Hälfte macht den Integrator, an dessen Eingang das Ausgangssignal des Differenzverstärkers und das Audiosignal zusammengefasst werden. Werde dazu demnächst neue Schaltpläne und Layouts veröffentlichen.

Modulator

Das Eingangssignal wird über C1 in die Schaltung um IC1, den CA3140A eingekoppelt. Er bildet den Fehlerverstärker und Integrator. Der Spannungsteiler aus R3/4/5/6 und C4 bestimmen die Grenzfrequenz des Integrators und damit zusammen mit dem Ausgangsfilter die Grenzfrequenz des Verstärkers. Mit R5 gleicht man den Lautsprecherausgang auf möglichst wenig DC-Anteil ab. Das Ausgangssignal des CA3140 liegt auf dem nichtinvertierenden Eingang des LM311.

Das Dreieckssignal für die Modulation wird von IC2, einem NE555 erzeugt. T1 und T2 bilden zwei Stromqellen, die den Timingkondensator C7 laden bzw. entladen. Der Wert von R7 legt den Konstantstrom und damit die Frequenz fest. Hier beträgt er etwa 3,2mA und 250kHz. Der Ausgang des NE555 überbrückt mit den Dioden D1-4 jeweils eine Stromquelle, sodass sich ein astabiler Betrieb einstellt. Da der Kondensator also mit Konstantstrom umgeladen wird, ergeben sich gerade Flanken. Die Spannung über C7 wird abgegriffen und liegt am invertierenden Eingang des LM311 an.

Der LM311 vergleicht das Ausgangssignal des CA3140A mit dem Dreieck des NE555. Ist das Signal des CA3140A größer als die momentane Spannung des Dreiecks gibt er High aus, ansonsten Low. Seine beiden Trimmanschlüsse Pin5 und 6 sind miteinander verbunden, um ihn weniger anfällig für Oszillation zu machen.

Das Ausgangssignal des LM311 wird nun vom XOR-Gatter IC4, einem 74HC86 gepuffert und in ein differenzielles Signal gesplittet. Das ist nötig, da die Gatetreiber einzelne Eingänge für Highside und Lowside haben. Man kann auch nicht einfache Inverter nehmen, da sonst ein Signal durch die Gatterlaufzeit verzögert wird und das andere nicht. So muss jedes Signal ein XOR-Gatter durchlaufen und wird invertiert (wenn der andere Eingang auf High liegt) oder nicht (wenn der andere Eingang auf Masse liegt).


Leistungsstufe

Die Leistungsstufe besteht aus zwei identischen Hälften um die beiden Gatetreiber IC5 und IC7 sowie dem 12V Regler IC6. Eine Z-Diode erzeugt 5V für IC4.

IC5 und IC7 werden mit 12V versorgt. D5 und D10 sorgen in der Zeit, in der die Lowside-FETs durchschalten, für die Nachladung der Bootstrapkondensatoren C9 und C18. Diese sind mit 10µF großzügig dimensioniert, um auch bei stärkeren Übersteuerungen genügend Strom für die Highsidetreiber bereitzustellen. Die parallel geschalteten D6/R13, D7/R14, D8/R15 und D9/R16 sorgen dafür, dass der jeweilige MOSFET schneller ausschaltet als er anschaltet, da beim Aufladen der Gatekapazität die Diode sperrt und so der Ladestrom durch 33R fliessen muss. Beim Entladen der Gatekapazität ist die Diode in Flussrichtung und das Gate wird schlagartig entladen. So wird verhindert, dass zwei MOSFETS gleichzeitig leiten, was einem direkten Kurzschluss über die Versorgungsspannung entsprechen würde.

Zwischen den beiden Halbbrücken befindet sich das Ausgangsfilter aus L1/L2 und C12-14. Wie oben erläutert glättet es das Ausgangssignal der Halbbrücken und erzeugt eine NF-Spannung für den Lautsprecher.

Regelschleife

Zu hoher Dutycycle an Knoten T3 -> niedrigere Spannung an Pin6 von IC 1 -> niedrigerer DC an Pin7 von IC3 -> höherer DC an Pin11 von IC4 / niedrigerer DC an Pin8 von IC4 -> DC am Knoten T3 sinkt.


Das Layout

Das Layout ist einseitig, daher müssen Kompromisse eingegangen werden. Hauptsächlich Größe der Platine vs. Layoutanforderungen, wie zb. sternförmige Masseführung, größtmögliche Entfernung der Eingangsstufe von der störenden Leistungsstufe, kleine Stromschleifen in der Leistungsstufe etc. Imho ist mir das aber recht gut gelungen.


Layout.png


Ich habe nur die Namen der THT-Bauteile anzeigen lassen, sonst wäre es ein zu großes Durcheinander. Die Namen der SMDs sollten sich aber aus den Bauteilen an denen sie angeschlossen sind ergeben. Zum Nachbasteln gibts hier ein PNG der Kupferseite in 600dpi. Die dünnsten Leiterbahnen sind 25mil breit, ist also auch mit Tonertransfer gut zu machen. Einfach mit 600dpi auf ein Medium deiner Wahl ausdrucken und aufs Kupfer transferieren, ätzen, sägen, bohren, fertig.


Aetzvorlage.png


Tweaking

Der Wert der Gatewiderstände hängt von den verwendeten MOSFETs ab. 22R in Serie mit einem 100R Spindeltrimmer sollte ein guter Anfang sein. Die stellt man zuerst auf maximalen Widerstand und oszilloskopiert den Knotenpunkt einer Halbbrücke. Dann dreht man gleichmäßig den Widerstand der beiden Potis runter, bis das Klingeln an der steigenden bzw. fallenden Flanke stärker und steilflankiger wird. Dann die experimentellen Gatewiderstände auslöten, nachmessen, ne Hand voll Ohm dazurechnen und entsprechende Festwiderstände einlöten. In meinem konkreten Verstärker wurde das Klingeln bei 25R stärker, eingelötet habe ich dann eine Reihenschaltung aus 22R und 10R, um Bauteil- und Temperaturschwankungen abzufedern. Die Schaltung sollte mit maximal 30V betrieben werden, da der 7812 maximal 35V aushält. Wer noch mehr will, sollte statt dem 7812 einen Stepdown einbauen, andere Ringkerne nehmen (zb. T106-2) und D5/D10 durch Ultrafast-Recovery Dioden mit mehr Sperrspannung tauschen. Größere Kondensatoren können dann auch nicht schaden.


Zahlen

Betriebsspannung: 15-30 V

Ruhestrom: 700 mA

Schaltfrequenz: ~250 kHz

Ausgangsleistung: 100 W/4R bzw. 50 W/8R bei 30 V

THD: wenig :-)

Rauschen: kaum hörbar

Größe: 5x9,2cm, Höhe 3cm


Signale

Dreieck am NE555: 1V/div AC, 500ns/div

Dreieck.jpg


Gatesignal: 2V/div DC, 500ns/div

Gate.jpg


Knotenpunkt einer Halbbrücke: 5V/div DC, 500ns/div


Knoten.jpg



Knotenpunkt einer Halbbrücke gezoomt: 5V/div DC, 20ns/div


Knotenzoom.jpg



Ausgangsripple: 50mv/div AC, 500ns/div


Ausgangsripple.jpg


Bilder

Vorne.jpg

Hinten.jpg


BOM

Menge Symbol(e) Wert
Passive Bauteile
1 C4 220p Kerko 1206 NP0 50V
1 C7 1n Kerko 1206 NP0 50V
1 C2 2n2 Kerko/Folko 5mm
2 C6, C23 100n Kerko 1206 X7R 50V
2 C17, C19 100n Kerko 0805 X7R 50V
4 C3, C5, C15, C18 1µ Kerko 1206 X7R 50V
4 C8, C9, C18, C21 10µ Kerko 1206 X7R 16V
3 C11, C12, C13 680n/330n Folko 5mm 50V
1 C1 10µ Elko rad 2,5mm
2 C20, C22 100µ Elko rad 2,5mm 16V
2 C10, C14 1000µ Low-ESR rad 7,5mm 50V
4 R13, R14, R15, R16 33R
1 R17 820R
2 R2, R4 2k2
1 R6 3k9
1 R3 27k
1 R1 33k
1 R5 5k Poti 10mm
2 R8, R11 220R 0805
1 R12 1k 0805
2 R9, R10 10k 0805
1 R7 68k 0805
2 L1, L2 Ringkern T80-18
Aktive Bauteile
4 D1,D2, D3, D4 1N4148 SMD Minimelf
6 D5, D6, D7, D8, D9, D10 SD103BW Schottky SMD SOD123
1 D11 5,1V Z-Diode SMD Minimelf
1 T1 BC547 TO92
1 T2 BC557 TO92
2 T3, T4 IRFI4212H-117
1 IC1 CA3140 DIP8
1 IC2 NE555 DIP8
1 IC3 LM311 DIP8
1 IC4 74HC86 DIP14
2 IC5, IC7 IR2011S SMD SO8
1 IC6 7812 TO220
Sonstiges
1 Aluwinkelprofil 20x20x1,5mm, 5cm lang, KK für den 7812 und die MOSFETs
2 Schraubklemmen 2polig, RM 5mm
10m Kupferlackdraht 0,4mm
Schrauben und Muttern


Appnotes

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