Kleiner, regelbarer Stepdown mit TDA1060?

[Name vergessen]

Im Netz und in den Datenblättern habe ich bisher nur große Festspannungs-SNT mit dem Teil gefunden, aber sowas mit dem alten Teil aufzubauen macht wenig Sinn, und Bedarf besteht da dank alter AT-NTs auch nicht. Also soll's wieder ein kleiner Stepdown werden (UE <=50V). Meine doch eher begrenzte Erfahrung mit sowas hat mich aus diversen Schaltungen folgendes Juwel extrahieren lassen; es wäre aber sicher gut, wenn da jemand mit Ahnung mal korrektiv eingreifen würde.

Meine Frage ist natürlich: ist das so sinnvoll, oder eher nicht?

Im Gegensatz zu den erst kürzlich veralteten Steinen wie dem TL494 hat der TDA1060 nur einen Ausgangstransistor, der zudem auch nur 40mA abkann. Dank der Isolationstranse Q1 sollte das aber kein Problem sein, oder?

Weiterhin hat der TDA zwar jede Menge Schutzmechanismen, die ich nicht benötige, aber keinen Eingang für die Sollspannung (der liegt intern auf 3,4V und ist nicht herausgeführt). Wie knüpfe ich da jetzt einen Sollspannungseingang dran (Poti geht leider nicht, die Spannung kommt von Außerhalb (allerdings braucht das nicht sehr präzise zu sein))?

Meine Idee wäre, einen passiven Mischer in die Rückkopplung (am Mittelpunkt des Spannungsteilers R8, R9, R10?) für die Ist-Spannung zu stecken, aber geht es evtl. auch schlauer? Die Beschreibung der Funktionen der Schutzeingänge lassen nicht darauf schließen, daß man die dafür sinnvoll nutzen könnte, zumal dann der Feedbackverstärker auf Vollanschlag gehen dürfte, was die Regelung zunichte macht.
Weiterhin bereitet mir die Schutzschaltung gegen kurzgeschlossene Feedbackschleife Kopfzerbrechen, denn das bedeutet, daß die Feedbackspannung, die ich mit dem ohnehin schon komplizierten Mischer o.Ä. erzeuge, zusätzlich noch niemals unter ca 600mV (genauer wird's nicht angegeben )sinken darf. Da muß also noch mindestens eine Diode mit in den Mischer.

Zudem muß die Spannung noch invertiert werden, denn die Feedbackschleife will für Vollgas eine niedrige Spannung sehen. Kann man das mit einer Transe erschlagen oder muß es ein OP sein?

Der mit CX gekennzeichnete Kondensator ist in den Datenblattschaltungen nicht enthalten, nur (mit verschiedenen Werten wie angegeben) in anderen Schaltungen. Ich würde den daher einfach weglassen, oder spricht was dagegen?

Danke schonmal für's Lesen!

[Bastelbruder]

6,5 KOhm und 220 pF treffen sich bei etwa 900 kHz. In Anbetracht der in die Sättigung laufenden Treibertransistoren und dem eher gemütlichen 3055 würde ich 25 bis 30 kHz wählen. 2,2 nF und 22 kOhm sollten passen.

Der "Isoliertransistor" braucht keinen Basis-Vorwiderstand, der Strom wird allein mit R2 eingestellt. Die Basis kommt an VCC, dann kann die BE-Strecke nicht in Sperrichtung gestreßt werden.

CX erzeugt einen zusätzlichen Pol in der Regelschleife, den würde ich erstmal weglassen. Auf der Platine kann man ihn auf Verdacht vorsehen, aber ziemlich sicher bleiben die Löcher leer.

Die Schottkydiode muß 50 V aushalten, da wird die Auswahl eng. Und "normale" Siliziumdioden sind bei dieser Sperrspannung in Bezug auf die Durchlaßspannung eventuell schon gleichwertig. Bei manchen "Hochvolt-Schottkies" habe ich den Verdacht, daß dort ab 40 V zwei Chips in Reihe liegen.

Die Drossel deutlich überdimensionieren, dann kann man den Ausgangselko fast weglassen. Der dreieckige Rippelstrom sollte möglichst klein bleiben, dann ist auch der Maximalstrom beim Ausschalten der Transistoren nicht doppelt so hoch wie der Laststrom bei den kaufmännisch optimierten Ergebnissen diverser Optimierungstools. Und Leerlauf dürfte dann auch kaum auftreten (außer bei gaanz wenig Last), dann gibts keine hochfrequenten Ausschwinger, keine EMV-Probleme. Dann ist das auch nicht schlimm wenn die Nicht-Schottkydiode etwas härter ausschaltet.

Die Schutzmechanismen sind beim Abwärtsregler kaum nötig, sowas braucht der Aufwärtswandler bei dem im "Fehlerfall" der Strom steigt, der Kern sättigt, der Strom noch viel schneller steigt und schließlich der Transistor überfordert wird...

Notwendig ist der nicht gezeichnete Elko an der 50V-Klemme, dort fließt richtig häßlicher Rechteckstrom der mit dem wenigen Ausgangsripple überlagert ist. Und auch dort ist die Belastung geringer wenn die Drossel überdimensioniert ist.

Eine extern zugeführte Spannungseinstellung geht bloß mit einer invertierenden Spannung oder einem zusätzlichen Inverter der in den Summenpunkt FB einspeist. Die zur Offsetkorrektur benötigte Spannung könnte man von VZ abgreifen.

[sysconsol]

Ohne zu wissen, in welchem Bereich du die Ausgangsspannung einstellen willst:
Wenn man nun dem passenden Widerstand im Feedback-Spannungsteiler einen Optokoppler parallelschaltet, dann sollte man doch die Ausgangsspannung beeinflussen können.
Wahrscheinlich muss man den Feedbackspannungsteiler neu dimensionieren.

Oder habe ich da einen Denkfehler?

[Gary]

Bin total neugierig, warum ein TDA1060?

Andere können direkt einen Mosfet bedienen, den 2N3055 finde ich aber kultig.

Habe sogar den TDA1060 in der Schublade!

[Chefbastler]

Das mit dem Optokopler wird warscheinlich unter umständen wirklich nicht sonderlich präzise. (linerarität/Wärme)
Ich hätte davor nochmal einen OP der dann Soll und Ist regelt und wär damit dan auf den FB eingang. Muss es wirklich der TDA sein? Der TL494/SG3535 dürfte dafür evtl. bessere wahl sein wenn mann das ganze mit Spannung erxtern steuern will und nur wenige Bauteile dafür nehemen will.

Ich weis jetzt nicht was da an Leistung rüber soll aber der 2N3055 lässt vermuten dass das was mit etwas Wumms werden soll, allerdings ist das eher ein langsamer Transistor und dafür eher nur bedigt geeignet. Den könnte mann wenn mann will auch mit einer MOSFET Halbrücke ersetzen.

[ferdimh]

der TDA1060 ist auf ähnlichem Veraltungsstand wie der TL494, nur dass er so eklig unflexibel wie ein moderner Schaltregler ist.
Also, warum? Zum Lerneffekt?

[Name vergessen]

Holla, danke für die schnellen Antworten! Ich versuche mal, auf alles sinnvoll einzugehen!

6,5 KOhm und 220 pF treffen sich bei etwa 900 kHz. In Anbetracht der in die Sättigung laufenden Treibertransistoren und dem eher gemütlichen 3055 würde ich 25 bis 30 kHz wählen. 2,2 nF und 22 kOhm sollten passen.

Hätt' ich mir ja denken können, daß ich wieder irgendwo eine Zehnerpotenz daneben liege. Ich hatte geplant, bei 97KHz zu landen, (in meinem DB ist die Obergrenze mit 100KHz angegeben), damit die Drossel kleiner sein kann (bzw., damit ich flexibler aus dem Bestand wählen kann). Da sind wohl aus 56K 6,5K geworden. Allerdings werde ich da wohl lieber 2,2nF und 5,6K nehmen, das sind "mittigere" Werte. Wegen des 3055 s.U.

Der "Isoliertransistor" braucht keinen Basis-Vorwiderstand, der Strom wird allein mit R2 eingestellt. Die Basis kommt an VCC, dann kann die BE-Strecke nicht in Sperrichtung gestreßt werden.

Ich dachte zuerst, Du meinst die 50V, aber Du meinst natürlich die 12V. Kann denn so wie gezeichnet an Q1 wirklich eine negative BE-Spannung auftreten? Der Schalttransistor im TDA zieht doch nach GND, und ist ansonsten offen?
Den Basiswiderstand hatte ich aus Vorsicht eingebaut, nehme ich dann also raus, OK.

CX erzeugt einen zusätzlichen Pol in der Regelschleife, den würde ich erstmal weglassen. Auf der Platine kann man ihn auf Verdacht vorsehen, aber ziemlich sicher bleiben die Löcher leer.

OK; eigentlich kenne ich das ja auch ehjer andersrum, nämlich, daß die DBs Bauteile vorsehen, die dann in anderen Schaltungen fehlen. Platz dafür vorsehen aber weglassen ist wohl die beste Lösung.

Die Schottkydiode muß 50 V aushalten, da wird die Auswahl eng. Und "normale" Siliziumdioden sind bei dieser Sperrspannung in Bezug auf die Durchlaßspannung eventuell schon gleichwertig. Bei manchen "Hochvolt-Schottkies" habe ich den Verdacht, daß dort ab 40 V zwei Chips in Reihe liegen.

Ich hatte erstmal eine MBR20100 angedacht, die hat im Diodentester 280mV Uf. Aber ich habe auch UES705, die hat im DT 400mV Uf (wie auch immer die das hinbekommen), also nicht ernsthaft schlechter.

Die Drossel deutlich überdimensionieren, dann kann man den Ausgangselko fast weglassen. Der dreieckige Rippelstrom sollte möglichst klein bleiben, dann ist auch der Maximalstrom beim Ausschalten der Transistoren nicht doppelt so hoch wie der Laststrom bei den kaufmännisch optimierten Ergebnissen diverser Optimierungstools. Und Leerlauf dürfte dann auch kaum auftreten (außer bei gaanz wenig Last), dann gibts keine hochfrequenten Ausschwinger, keine EMV-Probleme. Dann ist das auch nicht schlimm wenn die Nicht-Schottkydiode etwas härter ausschaltet.

Oha, das ist ja ungewohnt, einen Ausgangselko (fast) weglassen zu können. Ich nehme an, so 220µF sollten es aber trotzdem noch sein? In den "erntbaren" Schaltreglern bekommen die Elkos ja ziemlichen Streß und platzen, da denkt man, "viel hilft viel".

Die Schutzmechanismen sind beim Abwärtsregler kaum nötig, sowas braucht der Aufwärtswandler bei dem im "Fehlerfall" der Strom steigt, der Kern sättigt, der Strom noch viel schneller steigt und schließlich der Transistor überfordert wird...

Das würde bedeuten, daß sich der TDA eher als Aufwärts- als als Abwärtsregler eignet? Alle DB-Schaltungen sind Abwärtsregler, aber auch da werden schon nicht alle Eingänge benutzt. (Bei einer Schaltung wird mit Trafos und einem OK herumgeworfen, dann aber, falls ich das nicht falsch gedeutet habe, die primäre und sekundäre Masse verbunden...).

Notwendig ist der nicht gezeichnete Elko an der 50V-Klemme, dort fließt richtig häßlicher Rechteckstrom der mit dem wenigen Ausgangsripple überlagert ist. Und auch dort ist die Belastung geringer wenn die Drossel überdimensioniert ist.

Das kommt z.Zt. erstmal "irgendwo" her, weil ich erstmal die Nummer mit dem TDA selber klären wollte; vermutlich wird es letztlich aus einem Trafo kommen. Gilt da auch "1000µF / A", oder wie dimensioniert man das sinnvoll?

Eine extern zugeführte Spannungseinstellung geht bloß mit einer invertierenden Spannung oder einem zusätzlichen Inverter der in den Summenpunkt FB einspeist. Die zur Offsetkorrektur benötigte Spannung könnte man von VZ abgreifen.

Das an VZ abzugreifen wäre praktisch, dann bräuchte ich also nur einen zusätzlichen Widerstand (und das restliche Netzwerk entsprechend anzupassen)?
Weil es ja nicht so genau sein muß, könnte ich die Inversion evtl. mit einem BC556 als linearen Verstärker zurechtfummeln? Einen OP empfände ich da irgendwie als übertrieben?

Ohne zu wissen, in welchem Bereich du die Ausgangsspannung einstellen willst:
Wenn man nun dem passenden Widerstand im Feedback-Spannungsteiler einen Optokoppler parallelschaltet, dann sollte man doch die Ausgangsspannung beeinflussen können.
Wahrscheinlich muss man den Feedbackspannungsteiler neu dimensionieren.

Oder habe ich da einen Denkfehler?

Vermutlich würde das gehen, allerdings habe ich bei Optokopplern die Befürchtung, daß das sehr nichtlinear würde, gerade auch, wenn ich an Gobis Effektpedal-Thread denke. Vermutlich müßte ich das mit Gegenkopplung zurechtbiegen oder anderweitig Aufwand betreiben, daß man auch gleich einen OP nehmen könnte... probiert habe ich sowas mit OKs aber noch nie, evtl. geht das ja besser als ich jetzt vermute? Es muß aber keine galvanische Trennung her, die Schaltungen haben ohnehin dieselbe Masse.

Das mit dem Optokopler wird warscheinlich unter umständen wirklich nicht sonderlich präzise. (linerarität/Wärme)
Ich hätte davor nochmal einen OP der dann Soll und Ist regelt und wär damit dan auf den FB eingang. Muss es wirklich der TDA sein? Der TL494/SG3535 dürfte dafür evtl. bessere wahl sein wenn mann das ganze mit Spannung erxtern steuern will und nur wenige Bauteile dafür nehemen will.

Nein, muß es nicht (s.U.). Mit dem TL494 habe ich sowas sogar schonmal gebaut, und der SG3524 / SG3525 (meinst Du den, oder gibt es wirklich einen SG3535?) wäre auch eine Möglichkeit.

Ich weis jetzt nicht was da an Leistung rüber soll aber der 2N3055 lässt vermuten dass das was mit etwas Wumms werden soll, allerdings ist das eher ein langsamer Transistor und dafür eher nur bedigt geeignet. Den könnte mann wenn mann will auch mit einer MOSFET Halbrücke ersetzen.

Ja, ein paar A sollen es schon werden; da der TDA aber eh nur max. 100KHz kann, hatte ich einfach mal gemutmaßt, daß der 3055 da evtl. sogar noch paßt (ft 800 KHz, da könnten 100KHz noch drin sein). Vermutlich gehe ich mit der Frequenz auch noch wie oben vorgeschlagen runter, man sollte ja nie so nah an den Grenzen sein, dann paßt es wohl besser zu dem 3055.

Bin total neugierig, warum ein TDA1060?

Andere können direkt einen Mosfet bedienen, den 2N3055 finde ich aber kultig.

Habe sogar den TDA1060 in der Schublade!

Ich habe auch einen (sonst hätte ich von diesem Teil auch nichts gewußt), aber wo der ausgebaut wurde und ob der überhaupt noch rennt, weiß ich gar nicht.

der TDA1060 ist auf ähnlichem Veraltungsstand wie der TL494, nur dass er so eklig unflexibel wie ein moderner Schaltregler ist.
Also, warum? Zum Lerneffekt?

Sozusagen: aus der Neugier heraus, weshalb außer einer einzigen rumänischen Seite niemand den TDA benutzt. Manchmal sind solche Sachen ja "vergessene Schätze", aber der TDA scheint wohl völlig zu Recht vergessen worden zu sein. Allein schon der krampfige Feedbackkram schiebt das Ding eher in Richtung Festspannung. Ich guck' mal, ob das mit dem passiven Mischer ohne zuviel Aufwand hinzubekommen ist.

Ich hoffe, ich habe jetzt keinen Punkt vergessen, sonst bitte nochmal anmerken!

Edit: die Idee mit der Inversionstranse habe ich jetzt mal versucht, aus einem Kleinsignalverstärker zu zimmern. Ist das so grundsätzlich sinnvoll? Brauche ich den Emitterwiderstand (R11) überhaupt? Sollte ich zwischen Kollektor und Pin3 (FB) einen Widerstand gleicher Größe wie R8 (15K) setzen? Die Widerstände drumrum sind "aus dem Bauch heraus", da habe ich noch nichts gerechnet, vermutlich werde ich da eh Spice bemühen müssen.

[Bastelbruder]

Der lineare Inverter für den Sollwert baut sich mit einem Transistor genauso wie mit einem OpAmp, bloß daß etwa 0,6V Offset vorhanden ist und der Eingangsstrom am nicht invertierenden Emitter etwas größer ist als gewohnt. Der BE-Widerstand muß raus. Und es wird eine Gegenkopplung C-B benötigt.

Der konventionelle Ladekondensator auf der Netzseite ist mit der alten Daumenformel 1000 µF / A korrekt dimensioniert. Aber es wird ein etwas kleinerer Kondensator mit viiiel geringerem ESR und ESL gebraucht um die 50 V zwischen 3055-Kollektor und dem unteren Ende von D1 stabil zu halten. Immerhin wird der durch die Drossel schon fast brauchbar gesiebte Ausgangsstrom ständig zwischen diesen Punkten umgeschaltet. Wenn dabei eine deutliche Umleitung im mechanischen Weg auftritt, haben wir einen Störsender mit induktiver Antenne. An der Stelle wurde bei den ersten Schaltreglern meist und heute leider noch immer gesündigt. Das Findwort der EMV-Berater dafür ist "Masche". Der Ausgangskondensator kann dagegen bei passender Überdimensionierung der Drossel tatsächlich ganz wegfallen und die Schaltung funktioniert immer noch, zum Beispiel als Konstantstromversorgung für LEDs oder als Ladegerät.

Die obere Frequenzgrenze wird nicht von der Transitfrequenz (bei der die Stromverstärkung effektiv auf 1 gefallen ist) des am niedrigsten liegenden Endtransistors begrenzt, sie ergibt sich durch sinnvollen Abwägungen aus der Summe der auftretenden Verluste die in der kurzen Zeit des Schaltens am höchsten sind. Dazu kommen die Speicherzeiten der gesättigten Treibertransistoren, die eine minimale Einschaltzeit nicht unterschreiten lassen - naja, schneller ist dann Bratregler mit PWM-Ansteuerung. Und die Sperrverzögerung der Diode, die die ihr zustehende Verlustleistung auf andere Bauteilen abwälzt.

Unbedingt lesen: die "Heftserie Schaltnetzteile 1 - 5 zusammengefaßt" durchlesen, da steht (fast) alles was man 1979 zum Thema Schaltnetzteil schon wußte. http://www.rainers-elektronikpage.de/SI ... iften.html

[Bastelbruder]

Achja.

Schaltnetzteile erzeugen Funkstörungen und unterliegen deshalb dem HF-Gesetz. Ihr Betrieb ist genehmigungspflichtig.

In der Schwarte sind auch die Schaltzeiten des 2N3055 gelistet. 5 µs für eine Flanke macht 100 kHz - wenn man nur Umschaltverluste produzieren will.

[Name vergessen]

Daß an den Eingangselko besondere Anforderungen bezgl. ESR und ESL gestellt werden, wußte ich nicht, ich dachte, das beträfe nur den Ausgangselko? Müßte der ESR nicht bei größerer Bauform wg. größerer Kapazität ohnehin klein genug sein?

Danke für den Link! Da scheint sich ja der 3055 generell zu verbieten, nicht so sehr wegen der Frequenz, sondern wegen der geringen Spannung? Die Formel für UCEs=2*sqrt(2)*1,1*1,1*UE will da ja 172V sehen. Das geht dann nur bis UE=20V gut.

Die Schaltung selber müßte dann also ca. so aussehen (R15 soll den UBE-Offset ausbügeln)?
R13 und R12 müssen wahrscheinlich noch deutlich erhöht werden.

[reutron]

Falls Interesse besteht ich hätte das Applikation Heft 11 zum B260d da. (ist die DDR Vergleichstyp zum TDA1060) Diese Hefte wurden zu DDR-Zeiten für die Schaltungsentwickler rausgegeben.

[Name vergessen]

Ja, definitiv! PN?

[ferdimh]

Wo kommt denn diese ominöse Uce-Formel her? Ich sehe da wenig fundiertes dahinter...

[Name vergessen]

Die habe ich aus der verlinkten Siemens-Heftsammlung (Heft Nr. 2, Seite 14 <=> PDF-Seite 32). Ich kann aber nicht ausschließen, daß ich das falsch interpretiert habe und das gar nicht für Drosselwandler gilt. "Berechnung der maximal auftretenden Kollektor-Emitter-Spannung UCEs"

[Bastelbruder]

ESR und ESL: Versuch' mal in Gedanken eine parasitäre Streuinduktivität (ähnlich Relaisspule) in die Kollektorleitung des 3055 (erstmal den probieren!) einzufügen. Das merkt sogar ein Mikrokontroller-Aktivist. Da fehlt die Freilaufdiode. Bloß wo schließt man die entlang der Zuführung an?
Es gibt bloß eine Lösung: man macht die Leitung so kurz wie möglich, dann darf man die störende Induktivität ziemlich vergessen. Und dann braucht auch U_CE nicht übermäßig hoch dimensioniert werden, die komische Formel scheint jedenfalls zu einer anderen Schaltung zu gehören. Ein Bezug fehlt dort jedenfalls.
Und 65 V-Impulse am Kollektor wo 50 VDC dransteht sind nicht ungewöhnlich. Zumindest dort wo der Schaltungsentwickler gemeint hat, nur der Ausgangskondensator sei relevant.
In der ersten Siemens-Schwarte zeigt Bild 3A neben Spannungsverlauf am Knoten Transistor-Diode-Drossel den Kollektorstrom, dessen Wechselanteil natürlich auch durch den Eingangskondensator fließt und den behäbigen Strom durch Drossel und Ausgangskondensator. Besonders störend bemerkbar machen sich die Rechtecke im Strom. Rechtecke der Spannung kommen nicht durch eine Lage Platinenmaterial, Wechselstrom erzeugt Magnetfelder die sich nicht mit 1mm Kupfer, Alu oder Eisenblech nennenswert beeindrucken lassen.

[zauberkopf]

Übrigens.. wenn Du mal keinen Bock mehr auf den TDA haben solltest.. dann
schau Dir mal den UC3842 mal an.
Den gibts auch von Linear : LT1242
Und vom Schrott.. in jedem gefühlten 2. Schaltnetzteil ist der verbaut..
Jedenfalls kannste den auch in LT-Spice einsetzen..und so herrlich virtuelle qualmwölkchen erzeugen.

Ich habe auch ehrlich gesagt, noch nicht so richtig verstanden, was Du genau vor hast mit dem Wandler..

[Name vergessen]

OK, klar, eine Spule in Reihe zum Kollektor ist ein Problem, also Leitungen kurz (das war ja schon die Aussage bei der Störungsvermeidung, zumindest nehme ich an, daß "Schleife" und "mechanischer Umweg" darauf abzielte - Eingangselko möglichst direkt am Schalttransistor, der GL kann dafür dann wieder weiter weg sitzen). Wickelkondensatoren haben auch ein L, klar, aber was macht man bei einem Elko dagegen? Tantal habe ich an der Stelle noch nie gesehen, also auf was muß ich bei dem zu findenden / besorgenden Elko achten? Die Eingangselkos bei den zerlegten SNT kamen mir nie besonders hochwertig oder sonstwie speziell vor, oft sind es nicht einmal 105°-Typen?

Gut, dann werde ich diese Formel wieder streichen. Wenn allerdings 65V auftreten können (oder auch nur, wenn der Eingangselko weit weg sitzt, klingt ein Bißchen danach?), wäre der 3055 zumindest auf dem Papier überfordert, in Wirklichkeit hält der das aber vermutlich aus (selbst aktuelle Transen scheinen nicht derart auf Kante genäht zu sein, zumindest nicht frisch aus der Tüte). Der jetzt eingetragene 2SC681A ist ja auch nur bis 80V UCE spezifiziert, obwohl der 300V UCB kann... der Sinn dahinter liegt wohl in den eigenarten der Fernseher, für die er gedacht war, versteckt.

Den 3055 werde ich dann doch mal probieren.

Der 3842 ist mir zwar bekannt, aber da ich den bisher immer nur in solchen Wandwarzen (5V / 1A) gesehen habe, dachte ich, daß der wohl nur für sowas geeignet ist, und habe ihn bisher ignoriert....

Der Wandler soll einfach nur einen Linearnachbrenner füttern (daher der Sollspannungseingang); der soll aber zumindest in Grenzen einstellbar sein, damit ich nicht 20 verschiedene Festspannungsdinger bauen muß (man hat zwar immer ein NT zu wenig, aber für 5V und 12V gibt es ja AT-NTs).

Die 50V sind nur die Spitzenspannung von einem 30V-Trafo, daher kommen zwar am Ende nur max. 30V raus, aber im Leerlauf halt 50V, der Kram muß das also vertragen.

[zauberkopf]

Der 3842 ist mir zwar bekannt, aber da ich den bisher immer nur in solchen Wandwarzen (5V / 1A) gesehen habe, dachte ich, daß der wohl nur für sowas geeignet ist, und habe ihn bisher ignoriert....
hmm.. ich habe so einen hier aus nem Netzteil gezogen, das die 200fache leistung mal erzeugt hat..
Die gibts übrigens in verschiedenen Varianten.. 0-100% und 0-50% PWM.. je nach dem.

Es gibt so ein paar Bauteile die sind bei mir Standard.. z.B. 3842...

Der Wandler soll einfach nur einen Linearnachbrenner füttern (daher der Sollspannungseingang); der soll aber zumindest in Grenzen einstellbar sein, damit ich nicht 20 verschiedene Festspannungsdinger bauen muß (man hat zwar immer ein NT zu wenig, aber für 5V und 12V gibt es ja AT-NTs).

hmm.. Du kannst auch mit nem 3842 nen Sepic Wandler aufbauen.
Mit dem kannste dann ganz bequem von 12V auch 2,5V bis z.B. 50V hochgehen.
Den linearregler kann man ja so verheiraten, das das Schaltnetzteil immer so 2-3V über dem Soll liegt.
Wo hatte ich noch mal das olle DDR-Schaltbild .. damals haben die mal sowas mit Thyristoren so getüttelt..

Jedenfalls mit so nem Sepic kannste mittels Autobatterie ein Tragbares Labornetzteil basteln..

[Gary]

Moin,

zum ignorieren eignet sich der xx34063 und dein TDA1060, 3843/3842 sind noch voll OK.

http://sprut.de/electronic/switch/index.htm

[zauberkopf]

zum ignorieren eignet sich der xx34063

Hmm... hatten wir schon mal nen Switcher-Flame-War ?!
Ich mag den nämlich..gerade mit dem kleinen Störsender habe ich meine Schaltnetzteil-Phobie bekämpft !
Aber ich gebe zu.. ich würde den da auch aus anderen Gründen nicht einsetzen... (vorallem, weil mir die niederohmigen widerlinge ausgegangen sind. .)

[Chefbastler]

Der xx34063 ist einfach nur billig und macht in etwa was er soll.

Bessser sind natürlich die UC3842/3843 und wenns Igor sein soll der UCC3895

Aber natürlich gibt es auch neuere ICs wie den L6565.


Hab mir das DB vom 2N3055 angeschaut. Ich würde den da nicht nehmen der ist ja grad mal nur bis 60V spezifiziert und eben auch etwas langsam. Würde einen nehmen mit mindestens der doppelten Spannungsfestigkeit wie die Eingagsspannung hoch ist.

Evtl. hast du ja noch einen BU508 in deiner Schublade?

[Gary]

der 34063 ist schon OK für ein Handylader. Aber wenn der Strom etwas höher wird, also zusätzlich ein Transer/Mosfett benutzt wird, erhöht sich die Reichweite des Störsender zu stark.

[Bastelbruder]

Der 2N3055 kann 60 V (U_CEO(ffen)) sperren wenn die Basis nicht angeschlossen ist. In unserem Fall ist ein 10 Ohm-Widerstand zwischen Basis und Emitter, dann gilt U_CEs, da sind's schon 100 Volt. Ist also kein Problem.

Wenn ich an die allererste, ernsthafte Wandwarzen-Bauanleitung mit diesem IC denke... 1982 in irgendeiner Elektronik-Aktuell oder so, 30 Watt aus 350 cm³. Leider finde ich das Heft in meinem Saustall momentan nicht, vielleicht hat es der Musikverein schon versoffen. So schlecht ist das nicht, wenn man damit anfängt und aus den Gemeinheiten lernt.

[Name vergessen]

So, ich habe mal das Applikationsheft vom B260 studiert und dort wird u.A. erklärt, daß man mit einer externen Spannung an Pin 16 den Sägezahn beeinflussen kann, so daß man mit U16>U2 da eingreifen könnte, um das Tastverhältnis zu reduzieren. Das Diagramm suggeriert eine mögliche Änderung von bis zu 60%, allerdings alles andere als linear (eher wie eine C-Entladekurve). Natürlich reichen 60% nicht, wenn sie an einem Ende des Regelbereichs liegen, aber evtl. kann man das ja noch in die Mitte verschieben. Hat damit schonmal wer gearbeitet?

Außerdem steht in dem Heft, daß bei U3<0,5V an Pin 6 ein 1K-Widerstand eingeschaltet wird. Kann man da evtl. den Spannungsteiler an Pin 6 so niederohmig machen, daß die 1K nicht mehr reichen, um einen Effekt zu haben (also z.B. bei ca. 200 Ohm ansiedeln)? Dann könnte man sich zumindest diesen Zweig an FB sparen... wobei das ja schon reichlich gewalttätig wäre, vermutlich kommt dann irgendwas anderes im IC ans Limit und geht kaputt.

[Name vergessen]

Nach einigem Probieren habe ich eine Simulation mit einem möglicherweise brauchbaren Ergebnis hinbekommen. Allerdings mußte ich einige zusätzliche Widerstände einbauen, damit die diversen Spannungen passen. Ist das sinnvoll so, und sind die Widerstandswerte sinnvoll gewählt?

Dann habe ich noch einen OP drangebaut, um diesen FB-OP zu simulieren, allerdings kommt da nur Seltsames raus. Ist die restliche Schaltung so falsch dimensioniert, daß das mit dem OP vermurkst wird, wenn ich den nicht über die 15K anbinde (im DB ist davor ja auch 15K geschaltet...)?

Die Simulationsschaltung sieht jetzt so aus: eine Sinusqualle simuliert UA (1KHz), die andere Usoll (10 Hz), damit man nicht ewig Werte ändern und neu simulieren muß. Um die Feinheit, daß UA immer 3V über Usoll liegen soll, habe ich mich noch nicht gekümmert, das sollte sich ja über den Teiler direkt an UA anstellen lassen.


Das Ergebnis sieht (IMO) gut aus:


Falls das jemand braucht, hier die Simulation (in .asc umbenennen)
http://www.fingers-welt.de/imghost/up/20160915_0330__5-196-66-162_TDA1060Adder.asc.pdf

Vielen Dank schonmal!

[Bastelbruder]

Irgendwie ist mir heute früh Sinn und Ergebnis der Simulation zu kompliziert zu begreifen.
Allein R10 macht aus der Schaltung vom Gefühl eine Nichtfunktionsschaltung. Der vermindert ziemlich unnötig die zum Ansteuern des Arme-Leute-Opamps BC546 (ALO) am invertierenden Eingang anliegenden Signale. Und der nicht invertierende Eingang liegt immernoch an 0,6 V (= U_BE). Das Widerstandsverhältnis R11 zu der effektiven Summe aller am Kollektor zusammengeführten Widerstände ist viel zu gering, damit wird die Leerlaufverstärkung des ALO unnötig verringert.
Wenn man den spannungsreduzierenden Effekt des R10 durch einen spannungserhöhenden Widerstand zwischen Uref und oberem Ende von R3 ersetzt, funktioniert so ein Verstärker viel besser. Und weil am Kollektor 3V wohl kaum unterschritten werden müssen darf der Emitter auch bis 3V angehoben werden.

Es geht inzwischen auch nicht mehr darum, eine bestimmte Spannung am Ausgang einzustellen sondern eine Spannung die 3 V über der eingestellten Ausgangsspannung des nachgeschalteten Linearreglers liegt. Also sind als Stellgrößen die "Zwischenkreisspannung" und die invertierte Ausgangsspannung zu verwursten. Dazu kompensieren sich zwei Ströme, der eine kommt vom Zwischenkreis, der andere invertiert vom Ausgang. Der Offset des ALO, die Offsetspannung am FB-Eingang des Schaltreglers und die benötigten 3 V lassen sich in einem Widerstand zusammenfassen, wenn nicht sogar ganz zufällig das benötigte Ergebnis schon stimmt.

Leider läuft mir gerade die Zeit weg, deshalb kommt die mit Kopfrechnen dimensionierbare Schaltung erst heute abend.

[Name vergessen]

Ja, den R10 hattest Du ja letztens schon mit "weglassen" kommentiert, hatte ich zunächst auch, allerdings ließ sich dann der ALO ( ) nicht mehr abschalten, bzw. nur dann, wenn Usoll ohnehin fast Null war - also genau das Gegenteil von dem, was (vermutlich) benötigt wird. Mit den anderen Widerständen habe ich mühsam die Grenzen nach unten (ufb_nin, blau) und nach Oben (ufb_max, cyan) sowie den Spannungshub an FB (ufb, rot) so eingestellt, daß er "sinnvoll" um die Referenzspannung (uref, grün) herumeiert.

UREF ist bloß die für die Simulation des Feedbackverstärkers platzierte Quelle (wollte mir ein Bild von dem machen, was da rauskommt - sah komisch aus und macht irgendwie keinen Sinn). An die komme ich leider nicht heran, das ist ja alles im TDA versteckt. Der R11 ist da auch nur deshalb drin, weil im Original R4 auf FB ging - ich hätte da gar keinen Widerstand erwartet. Also sollte R11 eher Richtung 150K sein?

Ich habe da leider auch das Problem, daß mir nicht so recht klar ist, ob die UREF jetzt eine Schwelle sind oder nicht, denn das DB spricht ja von Fehlerverstärker, nicht von Komparator, und R9 sieht ja auch eher nach OP aus, somit habe ich versucht, möglichst auch unterhalb von UREF sen möglichen Bereich zuzulassen.

Eigentlich ist mir die simulierte Schaltung ja auch schon zu kompliziert für das Problem, da denkt man schonmal darüber nach, FB totzulegen und an Pin 5 mit einem 741 einen externen Fehlerverstärker anzuknüpfen. Wenn Du das natürlich mit 3 Widerständen weniger ginge, wäre das schon eher im Rahmen. Danke schonmal dafür!

Wenn der "nichtinvertierende Eingang" des ALO der Emitter ist, dann könnte ich ja eigentlich die Zwischenkreisspannung auch dort anschließen, das wäre dann ja ohnehin sinnvoller?

BTW, macht es denn schaltungstechnisch einen Unterschied, ob Usoll nun die UA eines nachgeschalteten Längsreglers ist oder anderswo herkommt? Spannung ist Spannung...?

[Bastelbruder]

Die Aufgabe: 2 Spannungen (ich vermute mal einfach) 0..35 V und 3..38 V sollen parallel miteinander laufen. 2 gleiche Widerstände und in die eine Leitung ein Inverter und die Spannung am Summenpunkt FB ist immer 1,5 V. Unser Regler braucht an der Stelle aber 3,72 V - ein zusätzlicher Widerstand zur stabilisierten 8,4 V bringt den benötigten Konstantstrom - beide Spannungen sind ja konstant.

Der Inverter soll aus 35 V -35 V machen, das geht mit dem geplanten ALO nicht. Aber wir brauchen bloß die 3 Widerstände passend dimensionieren. Und der Offsetstrom läßt sich bei Bedarf nach Masse erzeugen falls (weil, ziemlich sicher) die unkorrigierte Summenspannung zu hoch wird.
Der ALO kann, wenn man den nichtinvertierenden Eingang = Emitter hart auf Masse legt und den Kollektor-Arbeitswiderstand auf 8,4 V, unter Berücksichtigung eines Stromverhältnisses von 1:2 einen Ausgangs-Spannungshub von 4 V. Damit wird sichergestellt daß der störende Basisstrom sich relativ wenig ändert und ebenfalls die U_BE (Offsetspannung) auf 20 mV stabil bleibt. (U_BE ändert sich um 60 mV pro Dekade des Stroms). Die Temperaturabhängigkeit von 2 mV/K ist ebenfalls zu beachten.
Es spricht aber eigentlich nichts dagegen, wenn man die 50 V als Versorgung heranzieht, dann ist der Kollektorstrom ist damit auf jeden Fall noch stabiler und ein Spannungshub von beispielsweise 12 V problemlos möglich.
Und der Transistor kommt mit E nicht an Masse sondern an die stabilisierte 8,4 V und bekommt einen Arbeitswiderstand von 10 kΩ zur 50 V-Versorgung, das macht etwa 4 mA Kollektorstrom. Der Strom muß wahrscheinlich nach Masse abgeleitet werden, also zusätzlich 1,8 kΩ von VZ nach Masse. Bei Hfe 200 ist der Basisstrom 20 µA. Die Basis ist jetzt auf 9 V und der Offset läßt sich mit einem relativ hochohmigen Widerstand nach Masse günstig beeinflussen.

Ich wähle 100 kΩ von der Ausgangsspannung zur Basis und 22 kΩ vom Kollektor zur Basis, das Untersetzungsverhältnis wird woanders gleich wieder kompensiert. Bei Umax 35 V soll die Kollektorspannung 10 V betragen, also fließen folgende Ströme: (35 V - 9 V) / 100 kΩ = 260 µA, (10 V - 9 V) / 22 kΩ = 45 µA, in Summe 305 µA. Davon den Basisstrom abgezogen, bleiben 285 µA die an einem Widerstand 9 V / 285 µA = 31,5 kΩ nach Masse abfließen. Bei 0 V am Ausgang sollten jetzt 10 V + 35 V / 100 x 22 = 17,7 V rauskommen. Ein 30 KΩ-Widerstand sollte unter allen Umständen, auch mit höher verstärkenden Transistoren funktionieren ohne das Ergebnis übermäßig zu beeinflussen und ohne daß der Transistor in Sättigung läuft, die Feinkorrektur kommt später.

Vom Ausgang des Inverters kommt ein Widerstand 22 KΩ zum Summenpunkt, vom Zwischenkreis 100 kΩ, der Verstärkungsfehler des Inverters ist damit kompensiert. Ich rechne mal beide Extreme:
Bei 0 V fließen (17,7 V - 3,72 V) / 22 kΩ = 635 µA, (3 V - 3,72 V) / 100 kΩ = -7 µA, Summe 628 µA.
Bei 35 V sind's (10 V - 3,72 V) / 22 kΩ = 285 µA, 38 V - 3,72 V / 100 kΩ = 343 µA, Summe 628 µA - Unglaublich!
Von diesen 628 µA gehen etwa 12 µA in den FB-Eingang, der Rest muß nach Masse abfließen, dazu wird ein Widerstand von 3,72 V / 616 µA = 6 kΩ benötigt. Den würde ich eventuell als Poti einsetzen und damit die Spannungsdifferenz an die tatsächlich benötigten Werte fein anpassen.

In den Musterschaltungen wird ein Quellwiderstand von grob 20 kΩ ((R10|R9)+R8) am FB-Eingang verwendet, der sollte einigermaßen eingehalten werden um das Verhältnis zu R5 nicht zu ändern. Also den 15 kΩ-R8 weiter verwenden.

Ich muß jetzt keine Schaltung malen?

[Name vergessen]

Cool, vielen Dank! Die Rechnungen und Erklärungen kann ich zwar nachvollziehen, aber da drauf zu kommen ist was anderes.

Ich habe die Schaltung (hoffentlich korrekt) abgeändert:

Nur zur Sicherheit (da Du mit 35V rechnest, ist das vermutlich bereits einbezogen): kann man wirklich die 50V dafür nehmen? Die sind ja bis auf einen C mit 1mF / A unstabilisiert und werden unter Last erheblich einbrechen?

[Bastelbruder]

Da sind noch ein paar Widerstände zuviel: R9 und R15 müssen raus.

Die Basis des Verlängerungstransistors hängt noch an VZ, ich weiß nicht wie sich die verhält wenn der Schaltripple da draufkommt. An 12 V funktioniert der Transistor auch. Woher sind eigentlich die 12 V?

Der Eingang Usoll ist der Ausgang des nachgeschalteten Bratreglers der "ganz normal" dimensioniert wird. Im Fall von Überstrom wird die Bratspannung konstant gehalten.

Zur Faustformel 1mF / Ampere: in 10 ms fällt die Spannung am Kondensator um maximal 10 V. Weil aber mindestens 2 ms der Geichrichter Strom fördert bleiben allerhöchstens 8 Vss Ripple. Mit weicherem Trafo werden die Spitzen kleiner, die Ladezeiten länger und die Täler bleiben. 38 V hinter dem Schaltregler sollten realisierbar sein. Meine praktische Erfahrung sagt: der Ladekondensator wird eh' überdimensioniert.
Und die Strombegrenzung /-Regelung am Ausgang läßt sich mit der eingestellten Spannung verheiraten so daß bei hoher Spannung weniger Strom einstellbar ist.

[Name vergessen]

R9 und R15 raus? Sind das nicht
R15:

Die Aufgabe: 2 Spannungen (ich vermute mal einfach) 0..35 V und 3..38 V sollen parallel miteinander laufen. 2 gleiche Widerstände und in die eine Leitung ein Inverter und die Spannung am Summenpunkt FB ist immer 1,5 V. Unser Regler braucht an der Stelle aber 3,72 V - ein zusätzlicher Widerstand zur stabilisierten 8,4 V bringt den benötigten Konstantstrom - beide Spannungen sind ja konstant.

R9:

Und der Offsetstrom läßt sich bei Bedarf nach Masse erzeugen falls (weil, ziemlich sicher) die unkorrigierte Summenspannung zu hoch wird. (...)
Die Basis ist jetzt auf 9 V und der Offset läßt sich mit einem relativ hochohmigen Widerstand nach Masse günstig beeinflussen.(...)
Davon den Basisstrom abgezogen, bleiben 285 µA die an einem Widerstand 9 V / 285 µA = 31,5 kΩ nach Masse abfließen. Bei 0 V am Ausgang sollten jetzt 10 V + 35 V / 100 x 22 = 17,7 V rauskommen. Ein 30 KΩ-Widerstand sollte unter allen Umständen, auch mit höher verstärkenden Transistoren funktionieren ohne das Ergebnis übermäßig zu beeinflussen und ohne daß der Transistor in Sättigung läuft, die Feinkorrektur kommt später.

Hab's wohl doch nicht geblickt.

Den Q1 an 12V, OK. Der kann dort "bis VCC", daher wollte ich lieber etwas drunter bleiben, aber wenn das OK ist, gerne.

Die 12V wollte ich aus einem kleinen Printtrafo mit klassischem 7812 erzeugen, da da ja nur wenige mA gebraucht werden.

Der Trafo ist mit "33V" angegeben, die 50V sind die gemessene Leerlaufspannung. Den Stromregler mit an den Spannungsregler zu knoten, wäre eine Option (aber nur, weil ich vorhabe, die Steuerung (nicht die Regelung) an einen µC zu delegieren; in SW kriege ich solche Späße hin, in Schaltung eher nicht ).

Welchen Ladekondensator meinst Du? Den am Eingang (hinter dem GL), den C3, oder den am Ende des Linearreglers?

[Bastelbruder]

R15, das war die Vorüberlegung um im Fall "idealer Inverter" die 1,5 V auf 3komma irgendwas zu bringen. Mit dem realisierten ALO und ohne R15 waren an dem Knoten dann 616 µA übrig die mit R16 nach Masse abgeleitet werden.

R9 - oh, da war ich heut' morgen noch nicht ganz wach. Natürlich wird der gebraucht.

Manchmal ist es doch besser wenn so ein Schaltplan nicht als Rattennest gezeichnet wird sondern Stufe für Stufe nacheinander.

[Name vergessen]

Ah, OK, dann ist auch klar, weshalb ich dafür keinen Wert gefunden habe (die 27K waren mal so geschätzt an die 30K angelehnt).

Das Rattennest gefällt mir auch nicht, das habe ich gemacht, damit das für's Foto komplett auf den Bildschirm paßt, ohne unlesbar klein zu werden. Manche hier haben ja extrem hohe Auflösungen, aber ich nehme an, daß mein Setup nicht das einzige ist, das das nicht hergibt.

Dann der Vollständigkeit halber:

Ich werde das mal in die Simulation stecken und gucken, ob meine Vorstellung, wie das sein sollte, mit dem Richtigen übereinstimmt.

Nochmal ganz herzlichen Dank!

[Name vergessen]

So, die Simulation ist fertig: hier hatte ich den 15K-Widerstand (R11) vor dem Verstärker noch drin, dadurch ist die Spannung am Summenpunkt (UFB) deutlich größer, man sieht besser, was da passiert. Später kommt der dann natürlich weg.

Das Ergebnis (mit R11):

Man erkennt gut, wie UFB um UREF herumtanzt: einmal (langsame Schwingung) mit der variierenden Sollspannung (durch den ALO invertiert), und einmal (schnelle Schwingung) mit der variierenden IST-Spannung (direkt). Das Verstärkerergebnis folgt dem invers. Es ist nicht völlig symmetrisch zu UREF, es soll ja auch 3V oberhalb von USoll landen.
Hier der direkte Vergleich mit meinem Machwerk (mit R11):

Und ohne R11:

Bei meiner Variante ist de Eingangsspannungshub des FB-Verstärkers erheblich größer, somit ist auch dessen Ausgangsspannungshub wesentlich größer (das könnte man vermutlich mit R9 anpassen).

Also ging mein Erguß zumindest schonmal in die richtige Richtung, was ja auch schon etwas ist.

Edit: ich habe dann mal den Einfluß einer potentiell stark schwankenden 50V-Spannung (schwankt zwischen 30V und 50V) simuliert. Dazu habe ich die Frequenz der Variation der Ausgangsspannung reduziert, damit ich die 50V mit der hohen Frequenz variieren lassen konnte. Das Ergebnis ist:

Offenbar hat es tatsächlich einen Einfluß, der zunimmt, je näher die Sollspannung an 0V kommt. Die IST-Spannung hingegen hat anscheinend kaum Einfluß, was auch klar ist, die geht ja nicht durch den ALO.
Erklärung: die langsame Schwingung (1 Periode sichtbar) ist die Variation von USOLL. Durch die doppelte Inversion (ALO und TDA-interner AMP) entspricht die Phasenlage praktischerweise dem Original.
Die nächstschnellere Variation ist die der Zwischenkreisspannung (Ausgang des TDA-Reglers).
Die schnellste Variation ist die der 50V. Man sieht, sie ist auf der linken Seite fast nicht maßgeblich, da ist USOLL nahe am Maximum (50V). Rechts hingegen wirkt sie sehr stark, dort ist USOLL nahe an 0V. Dort sieht man sogar UFB schwanken, trotz deren geringer Amplitude.
Hm. Müssen die 50V jetzt wirklich noch stabilisiert werden (mit 100R und 100µF z.B.), oder ist das egal? Oder das ganze mit an die 12V (die ggfs. auch 15V werden, je nach Printtrafo, der sich einfindet) kleben und die Widerlinge alle neu berechnen?

[Bastelbruder]

Ich begreif' immernoch nicht den überwiegenden Teil der Simulation, dort sind chipinterne Dinge zu sehen deren unmittelbare Auswirkung auf die Eingangssignale nicht bekannt ist und die Werte dieser variablen Eingangssignale fehlen. Die Aufgabe war, dem Regler mundgerechte Spannungen mit der richtigen Phasenlage am Eingang zur Verfügung zu stellen. Was der intern (Pin GA und später) draus macht ist ziemlich uninteressant - man könnte daraus die Größenordnung des Tastverhältnisses ahnen - so lange der Rest des Regelkreises in der Simulation nicht zur Anwendung kommt.

Die 50 V müssen nicht gesiebt werden weil sie sich erstens kaum (20%) ändern und über den ALO davon keine 10% auf den Summenpunkt durchgereicht werden. Ich schätze (bei Vollast) unter 0,5 V Restbrumm auf dem Zwischenkreis.
Interessant sind Spannungen am Ladekondensator, am Zwischenkreiskondensator und am diese Schaltung steuernden Ausgang*, dazu verschiedene Lasten. Der Bratreglerteil muß dazu noch nicht simuliert werden. Vielleicht mal ein ähnliches IC in die Simulation einbauen

* Ich weiß immer noch nicht ob der Unterschied Soll- und Ist-Spannung klar ist. Die Schaltung wird nicht vom Spannungs-Sollsignal für den Analogregler versorgt, das womöglich aus einem 50 Jahre danebenliegenden Mikrocontroller stammt), sondern von der tatsächlich am Ausgang (ganz hinten in der Schaltung, an der Frontplatte) vorhandenen Spannung.

12V aus einem kleinen Trafo ist ok, aber wozu ein 7812? Trafo, Gleichrichter, 470 µF-Kondensator und gut, der Regler läuft von 9 bis 18 V, stabilisieren muß der selber, nur dafür hat man ihn erfunden.
Ladekondensator ist immer der allererste hinter dem (Brücken)gleichrichter, alle anderen heißen Sieb- oder (ab)Blockkondensator. Naja, mit den Zerhackern ist dann das Durcheinander gekommen.
Vergiß nicht den 3055 wieder einzubauen, den hat auch Siemens in Schaltreglern verwendet! Die Japantransistoren haben fast alle viiel zu gute HF-Daten und versuchen sich in Emitterfolgerschaltung gern als Generator zum Prüfen von Kurzwellenempfängern.

[Name vergessen]

Naja, den Verstärker habe ich in der Simulation, weil ja der 27K-Widerstand (R9) außen angeschlossen werden soll. Und dessen Auswirkung (die von R9) auf die Eingangsspannung des (vermuteten) OP im TDA würde ja auch ggfs. irgendwie relevant sein. Außerdem wollte ich sicherstellen, daß da etwas "sinnvolles" rauskommt (OP mit der 3,72V-Refernz). Ist wahrscheinlich trotzdem nicht aussagekräftig, mir kommt die Auswirkung auf UREF ziemlich groß vor, aber da fehlt einfach Erfahrung, nehme ich an.

Sonst sind die ganzen Referenzen und Schwellen in der Simulation, damit man das auf dem Ergebnis direkt einblenden kann (die 0,6V z.B.).

man könnte daraus die Größenordnung des Tastverhältnisses ahnen

Das war auch meine Intention. Sozuzsagen um sicherzustellen, daß meine Vorstellung irgendwie paßt, oder sie ggfs. zu korrigieren.

Die 50 V müssen nicht gesiebt werden weil sie sich erstens kaum (20%) ändern und über den ALO davon keine 10% auf den Summenpunkt durchgereicht werden. Ich schätze (bei Vollast) unter 0,5 V Restbrumm auf dem Zwischenkreis.

Für diese Abschätzung fehlt mir ebenfalls die Erfahrung, daher habe ich lieber dumm nachgefragt.

* Ich weiß immer noch nicht ob der Unterschied Soll- und Ist-Spannung klar ist. Die Schaltung wird nicht vom Spannungs-Sollsignal für den Analogregler versorgt, das womöglich aus einem 50 Jahre danebenliegenden Mikrocontroller stammt), sondern von der tatsächlich am Ausgang (ganz hinten in der Schaltung, an der Frontplatte) vorhandenen Spannung.

Ja, so hatte ich mir das vorgestellt. Aber wie nennt man die Spannungen korrekterweise? USOLL=Ausgangsspannung (wäre es ja)? UA=Zwischenkreisspannung (obwohl der Schaltregler getrennt betrachtet wird)? Da ich nicht weiß, ob das so klarer / korrekter wäre, habe ich die ursprüngliche Benennung beibehalten, damit das nicht zusätzlich Verwirrung stiftet. Ging wohl in die Hose.

12V aus einem kleinen Trafo ist ok, aber wozu ein 7812? Trafo, Gleichrichter, 470 µF-Kondensator und gut, der Regler läuft von 9 bis 18 V, stabilisieren muß der selber, nur dafür hat man ihn erfunden.

Hm, stimmt eigentlich. Da muß ich dann nur wieder aufpassen, daß die 18V nicht überschritten werden. Oder ich nehme diesen "Stromquellen"-Mode, mit Vorwiderstand, da kann der dann an beliebige Spannungen... also auch an die 50V...?

Ladekondensator ist immer der allererste hinter dem (Brücken)gleichrichter, alle anderen heißen Sieb- oder (ab)Blockkondensator. Naja, mit den Zerhackern ist dann das Durcheinander gekommen.

Hm, OK, das wußte ich auch nicht. Ich hätte das genau andersrum vermutet.

Vergiß nicht den 3055 wieder einzubauen, den hat auch Siemens in Schaltreglern verwendet! Die Japantransistoren haben fast alle viiel zu gute HF-Daten und versuchen sich in Emitterfolgerschaltung gern als Generator zum Prüfen von Kurzwellenempfängern.

Du meinst, die schwingen dann? Oder zu steile Schaltflanken (habe bisher im Kopf, das BJT doch eher langsam sind?)?

Wenn ich das jetzt aufbaue, kann ich das vorsichtig mit 12V füttern, damit im Ernstfall der Qualm weniger stark wird? Dazu müßte ich dann den Widerstand zu den "50V" (R1 in der Simulation) dann auf 2,4K verringern, damit dort derselbe Strom fließt, aber der Spannungshub wird dann wahrscheinlich zu knapp, da unten die 8,4V begrenzen...

[Name vergessen]

So, den TDA habe ich erstmal auf dem Steckbrett verdrahtet usw. und probebesaftet, wie angedroht mit 12V. Wie erwartet hat das dann auch nicht gescheit funktioniert, also habe ich, um die grundsätzliche Funktion zu beurteilen, den ALO erstmal abgeklemmt und nur die Zwischenkreisspannung über ein 1K-Poti und die 15K auf FB zurückgeführt. Ergebnisse:

Dinge, die OK sind:
- es schaltregelt grundsätzlich schonmal
- die Schaltfrequenz liegt mit ca. 77KHz im Rahmen des Erwarteten mit der o.g. RT/CT-Kombi. Als Transistor habe ich erstmal einen BD243B drin.
- es läßt sich über das Poti einstellen
- Mindestspannung via Poti ist ca. 4V (OK, die 3,7V Referenz sind ja fix)
- das Tastverhältnis geht auf 100%, wenn Poti Richtung Null geht (allerdings erst, nachdem ich R6 auf 3,3K und R7 auf 6,8K geändert habe).
- das minimale Tastverhältnis ist 0%, wenn die ZKS nach Runterdrehen des Potis über der eingestellten Spannung liegt

Dinge, die fragwürdig sind:
- das minimale Tastverehältnis liegt ansonsten irgendwo bei 10-20%, ohne Last, nach Abschalten ist der Elko auch recht schnell leer, wo geht das hin? Elko Leckstrom (3300µF)?
- unter Last (5 Ohm) bricht die Spannung um mindestens 0,5V ein, je höher eingestellt ist, desto stärker (bei 12V schon um 5V), dabei wird das Tastverhältnis jedoch nicht größer als ca. 60-70%%


Liegt das jetzt eher am Steckbrettaufbau (Übergangswiderstände), oder gibt es ein grundsätzlicheres Problem?

Und noch eine Frage: da der ALO ja unten an den 8,4V hängt, dürfte der doch niemals mehr Spannung sehen als 43V, dürfte da also auch ein Transistor mit UCEO=50V rein? BC546 sind irgendwie nicht mehr genug da.

[Name vergessen]

So, die simple Grundschaltung (ohne den ALO) funktioniert jetzt wie erwartet, ABER erst nachdem ich R8 (bisher 15K) ersatzlos gestrichen habe. So bleibt die Spannung auf 0,07V stabil, wenn ich bei eingestellten 10V die 5 Ohm anschließe. Mit 2,2K waren es noch ca. 1,5V Abweichung. Der Steckbrettverhau und die Endstufe waren unschuldig: ich habe das mittlerweile auf Platine gelötet und eine Endstufe mit dem 2SC681 angeschlossen, ohne, daß sich das Verhalten geändert hatte. Auch eine Verkleinerung von R6 auf 1K erbrachte keinerlei Änderung.

Fragen:
- weshalb wird überall im DB R8 vorgesehen? Selbst bei einer fix eingestellten Spannung dürfte der doch zu denselben Einbrüchen führen, sobald die Last steigt?
- falls R8 als Schutz für den Eingang gegen Überspannung (max. Vz, also 8,4V) dient, könnte ich nicht (Spannungsteiler wird ja ohnehin benötigt) eine 8,2V Zenerdiode an den Eingang klemmen, die das verhindert, ohne der Stabilität zu schaden?

BTW: das minimale Tastverhältnis bzw. das schnelle Absinken der Spannung nach Abschaltung liegt einfach nur am 1K-Feedbackpoti, das den Elko leerlutscht.

[Bastelbruder]

Die erste nicht beantwortete Frage zielte nach der Spannungsfestigkeit des ALO-Transistors. Mit Ausgangsspannung Null gehen von der Basis (9V) zwei Widerstände 100k und 30k nach Masse, zum Kollektor 22k. Also kann die Kollektorspannung nie über die eingangs berechneten 17,7 V steigen. Jeder Transistor mit U_CE 10 V, I_C 10 mA, P_tot 50 mW, hFE >50 ist geeignet. Schade, der BC156 kann bloß 5V. Und der BC198 im gleichen Farbtropfengehäuse ist mit 20 V, 100 mA schon leicht überkandidelt. Aber beide sind aus der gleichen Epoche wie BC161 und 2N3055.
Der Transistor im TO-92-Minikleid = SOT-42 ist kein BC198 sondern ein BC146, der wäre mit 20 V, 50 mA, 50 mW genau richtig.

R8 bestimmt einigermaßen die Quellimpedanz des Istsignals am Summenpunkt (Op-Eingang Pin 3), notwendig weil der Spannungsteiler davor mit Potis veränderlich ist. Die dazu (vielleicht?) passend dimensionierte Gegenkopplung ist R5, CX. Ein Schutz des Eingangs wäre sinnvoll zwischen Summenpunkt und Eingang. Die Regelverstärkung wird mit R5 eingestellt, nicht mit R8.

edit: unmittelbar am Ausgang des Regelverstärkers vermute ich den Komparator der mit dem Dreieck / Sägezahn an Pin 8 vergleicht. Und das Regelverhalten ist eigentlich ziemlich einfach zu bestimmen. Wenn die Diode ein gesteuerter Schalter wäre, dann würde Puls : Pause = (Eingangsspannung - Ausgangsspannung) : Ausgangsspannung gelten. In der vorliegenden Schaltung trifft das auch zu, wenn die Spule groß genug ist und nicht "leerläuft". Unter Idealbedingungen müßte bei Lastwechseln garnicht nachgeregelt werden, leider bricht die Eingangsspannung ein und die ohmschen Verluste können sich auch nicht verstecken. Eingangs habe ich empfohlen, die Spule deutlich zu überdimensionieren weil das dem Ausgangsripple gut tut, die Kondensatoren entlastet und auch den Maximalstrom am Transistor reduziert. Viiel zu groß darf die Spule natürlich auch nicht werden, weil sonst das Regelverhalten bei extremen Laständerungen leidet. Aber mit nachgeschaltetem Bratregler und vermutlich viiel zu großen Kondensatoren wird das Problem nie relevant.

Leider steht mir kein aussagekräftiges Datenblatt zur Verfügung um weitergehende Aussagen zu treffen oder gar eine halbwegs brauchbare Simulation zu bauen. Und eine Schaltung aufzubauen um die Eigenheiten des 1060 zu ergründen, dazu habe ich wirklich keine Lust.

[Name vergessen]

Danke für die Ausführungen! Das bedeutet also, meine Spule ist erheblich zu groß; ich hatte das im DB genannte "Bias auf High-Level" am FB-Eingang im Verdacht, bzw. die über R5 zurückgeführte Ausgangsspannung des FB-OPs. D.h., dieses Problem würde mich auch bei allen anderen vergleichbaren Schaltreglern (TL494, SG3525, UC3842) beißen und hat ursächlich nichts mit dem TDA zu tun.

Wenn R5 (27K) die Verstärkung bestimmt, und mit R8 (15K) in derselben Ecke liegen muß, könnte ich ja mit R8=100 Ohm und R5=220 Ohm eine vergleichbare Verstärkung einstellen. Allerdings wären in dem Fall die Eingangsimpedanzen seitens der Spannungsteiler / ALO erheblich zu groß, 100K ist ja schon eine ziemliche Nummer. Danke auch für die Betrachtung des ALO, dessen Werte müßte ich dann gemäß Deiner obigen Ausführungen auch neu berechnen. Somit könnte ich dort also einen BC547 verwenden; irgendeinen anscheinend recht alten TO-92 habe ich zwar auch noch gefunden, der kann auch nur 15V CEO, aber man kann's auch übertreiben.
Interessante Sammlung älterer Bauteile übrigens. BTW, der TDA hat z.Zt. einen der gefürchteten DUROLITen als CT. Mit 400V ist der zwar "etwas" übertrieben, aber der bröselt ja auch schon etwas (der Durolit, nicht der TDA).

Mein DB gibt leider auch keine ernstzunehmenden Informationen her, dort stehen nicht einmal Werte für die Widerstände in den Beispielschaltungen drin (die habe ich aus anderen Schaltungen zusammengeklaubt). Eine Analyse des TDA wäre übertrieben, das stimmt. Auch eine Simulation desselben sollte doch eigentlich unnötig sein.

Edit: hmm, mir fällt gerade auf, daß Du bei der zu großen Spule vom Regelverhalten bei Lastwechsel sprichst. Beinhaltet das überhaupt den Effekt, daß die Spannung auf einen falschen Wert geregelt wird? Die zu geringe Spannung bleibt ja gleich, solange die 5 Ohm angeschlossen sind, es ist also kein kurzfristiger Spannungseinbruch, sondern eine dauerhafte, lastabhängige Regelabweichung.

[Name vergessen]

Ich habe inzwischen einen Teilerfolg erzielt. Anscheinend war der Feedbackwiderstand zu klein, so daß die Verstärkung des Feedbackverstärkers für die Impedanz des Anpaßgerümpels zu klein war. Ich habe ihn jetzt auf 330K erhöht. Außerdem habe ich die Impedanz des Anpaßgerümpels und des ALO gezehntelt, und seltsamerweise mußte auch der Vorwiderstand der Sollspannung 1/10 von dem der Zwischenkreisspannung sein. Damit bricht die Spannung zwar noch immer bis zu 1V ein, aber witzigerweise ist sie jetzt im Leerlauf niedriger als unter Last.
Um das ganze risikoloser testen zu können, habe ich das versuchsweise für 13,8V angepaßt und die Versorgungsspannungen beide an 13,8V geknotet. Allerdings läßt sich die Spannung mit den verwendeten Werten bis 0V herunterregeln, und danach kommt auch noch eine ganze Weile nichts, bis sie recht schnell gegen 4V geht. Vermutlich sind die Werte noch nicht ganz korrekt, aber es geht ja erstmal um die Regelabweichung und die Funktion mit ALO.

Frage: Sind das einigermaßen gesunde Werte? Wäre es vertretbar, die Feedbackverstärkung noch weiter zu erhöhen, z.B. mit 1M statt der 330K? Das sind eigentlich Widerstandswerte, die mir nicht ganz geheuer sind...

Die modifizierte Schaltung sieht jetzt so aus:

[Bastelbruder]

Dieses Stochern im Nebel ist irgendwie nicht zielführend, mir fehlt inzwischen echt die Lust da noch irgendwelche Wahrscheinlichkeitstheorien zu spinnen. Ich würde mal die Grundschaltung aufbauen und kontrollieren ob die überhaupt richtig funktioniert. Und die scheinbare Regelverstärkung zu erhöhen ist nicht zwingend wirksam weil (zumindest mir) die Daten des "Operationsverstärkers" nicht bekannt sind, die Leerlaufverstärkung ist sicher unter 1000.
Welche Spannung liegt wann an Pin 3?
Ist die Referenzspannung stabil?
Ist die Dreieckspannung stabil?
Ist die Schaltfrequenz stabil?
Die Spule ist ziemlich sicher nicht zu groß. Mit Regelverhalten bei extremen Laständerungen habe ich die Ansprechzeit gemeint, um bei überdimensionierten Ausgangselkos was erheblich zu verschlimmern muß das Bauteil schon fast Faustgröße erreichen.